Principes des systèmes de communication électronique 4e édition [2014] - Électronique - Notes - Teachmint (2023)

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Quatrième édition, , Principes de, , Électronique, Systèmes de communication, Louis E. Frenzel Jr.

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Électronique, Communication, Systèmes, Principes de, , Quatrième édition, , Louis E. Frenzel Jr.

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PRINCIPES DES SYSTÈMES DE COMMUNICATION ÉLECTRONIQUE, QUATRIÈME ÉDITION, Publié par McGraw-Hill Education, 2 Penn Plaza, New York, NY 10121. Copyright © 2016 par McGraw-Hill, Education. Tous les droits sont réservés. Imprimé aux États-Unis d'Amérique. Éditions précédentes © 2008, 2003 et 1998. Aucune partie de cette publication ne peut être reproduite ou distribuée sous quelque forme ou par quelque moyen que ce soit, ou stockée dans une base de données ou un système de récupération, sans le consentement écrit préalable de McGraw-Hill Education, y compris, mais sans s'y limiter, dans tout réseau ou autre stockage ou transmission électronique, ou diffusion pour l'apprentissage à distance., Certains accessoires, y compris les composants électroniques et imprimés, peuvent ne pas être disponibles pour les clients en dehors des États-Unis., Ce livre est imprimé sur du papier sans acide., 1 2 3 4 5 6 7 8 9 0 DOW/DOW 1 0 9 8 7 6 5, ISBN 978-0-07-337385-0, MHID 0-07-337385-0, Senior Vice-président, Produits et marchés : Kurt L. Strand, vice-président, directeur général, Produits et marchés : Marty Lange, vice-président, Conception et livraison de contenu : Kimberly Meriwether David, directeur général : Thomas Timp, éditeur mondial : Raghu Srinivasan, directeur , Développement de produits : Rose Koos, Développeur de produits : Vincent Bradshaw, Responsable marketing : Nick McFadden, Directeur, Conception et diffusion de contenu : Linda Avenarius, Directrice du contenu numérique : Thomas Scaife, Ph.D, Gestionnaire de programme : Faye Herrig, Gestionnaires de projet de contenu : Kelly Hart, Tammy Juran, Sandy Schnee, Acheteur : Laura M. Fuller, Conception : Studio Montage, St. Louis, MO, Spécialistes des licences de contenu : DeAnna Dausener, Image de couverture : © Libre de droits/Corbis, Compositeur : Aptara®, Inc ., Typeface: 10/12 Times Roman, Imprimeur: R.R. Donnelley, Tous les crédits apparaissant sur la page ou à la fin du livre sont considérés comme une extension de la page de copyright., Library of Congress Cataloging-in-Publication Data, Frenzel, Louis E., Jr., 1938–, Principes des systèmes de communication électronique / Louis E. Frenzel Jr. —Quatrième édition., pages cm, Inclut index., ISBN 978-0-07-337385-0 (alk. papier) — ISBN 0-07-337385-0 (papier alk.), 1. Télécommunications—Manuels. 2. Systèmes de communication sans fil—Manuels., I. Titre., TK5101.F664 2014, 384.5—dc23, 2014031478, Les adresses Internet indiquées dans le texte étaient exactes au moment de la publication. L'inclusion d'un site Web, n'indique pas une approbation par les auteurs ou McGraw-Hill Education, et McGraw-Hill Education, ne garantit pas l'exactitude des informations présentées sur ces sites., , www.mhhe.com

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Table des matières, Préface, , viii, , Chapitre 1 Introduction à l'électronique, Communication 1, 1-1, 1-2, 1-3, 1-4, 1-5, , L'importance de la communication humaine 3, Systèmes de communication 3, Types d'électronique, Communication 6, Modulation et multiplexage 8, L'électromagnétique, Spectre 12, , 1-6, 1-7, , 1-8, , Bande passante 18, Une enquête sur, Communication, Applications 21, Emplois et carrières dans, the Communication, Industry 23, , Chapter 2 Electronic Fundamentals, for Communications 30, 2-1, 2-2, , Gain, Attenuation,, and Decibels 31, Tuned Circuits 41, , 2-3, 2-4, , Filters 56 , Théorie de Fourier, , 77, , Chapitre 3 Modulation d'amplitude, Fondamentaux 92, 3-1, 3-2, 3-3, , Concepts AM 93, Indice de modulation et, Pourcentage de modulation 95, Bandes latérales et fréquence, Domaine 98, , 3-4, 3-5, 3-6, , AM Power 104, Single-Sideband, Modulation 108, Classification of Radio, Emissions 112, , Chapitre 4 Amplitude Modulator and, Demodulator Circuits 117, 4-1, 4-2 , 4-3, , Principes de base de l'amplitude, Modulation 118, Modulateurs d'amplitude 121, Démodulateurs d'amplitude 129, , 4-4, 4-5, , Équilibrés, Modulateurs 134, Circuits SSB 141, , iii

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Chapitre 5 Principes de base de la fréquence, modulation 150, 5-1, 5-2, 5-3, , Principes de base de la fréquence, modulation 151, Principes de la phase, modulation 153, indice de modulation et bandes latérales 156, , 5-4, 5 -5, , Suppression du bruit, Effets de FM 163, Modulation de fréquence, Versus Amplitude, Modulation 167, , Chapitre 6 Circuits FM 172, 6-1, 6-2, 6-3, , Modulateurs de fréquence 173, Modulateurs de phase 180, Fréquence Démodulateurs 183, , Chapitre 7 Communication Numérique, Techniques 192, 7-1, 7-2, 7-3, , Transmission Numérique, de Données 193, Parallèle et Série, Transmission 194, Conversion de Données 197, , 7-4, 7- 5, , Modulation d'impulsions, Signal numérique, Traitement 228, , 222, , Chapitre 8 Émetteurs radio 236, 8-1, 8-2, 8-3, , Principes de base des émetteurs, Générateurs de porteuse 241, Amplificateurs de puissance 259, , 237, , 8-4, 8-5, , Adaptation d'impédance, Réseaux 276, Émetteur type, Circuits 286, , Chapitre 9 Récepteurs de communication 291, 9-1, 9-2, 9-3, 9-4, , iv, , Table des matières , , Principes de base du signal, Reproduction 292, Superhétérodyne, Récepteurs 295, Conversion de fréquence 297, Fréquence intermédiaire et Images 306, , 9-5, 9-6, 9-7, , Bruit 314, Récepteur typique, Circuits 325, Récepteurs et, Émetteurs-récepteurs 334

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Chapitre 10 Multiplexage et démultiplexage 347, 10-1, 10-2, 10-3, , Principes de multiplexage 348, Multiplexage par répartition en fréquence 349, Multiplexage par répartition dans le temps 357, , 10-4, 10-5, , Pulse- Code, Modulation 365, Duplexage 371, , Chapitre 11 Transmission de données numériques 374, 11-1, 11-2, 11-3, 11-4, 11-5, , Codes numériques 375, Principes de transmission numérique 377, Efficacité de transmission 383, Modem Concepts and, Methods 389, Wideband Modulation 403, , 11-6, 11-7, 11-8, , Broadband Modem, Techniques 412, Error Detection and, Correction 416, Protocols 426, , Chapter 12 Fundamentals of Networking, Réseaux locaux et Ethernet 434, 12-1, 12-2, , Fondamentaux du réseau, Matériel LAN 441, , 435, , 12-3, 12-4, , Réseaux locaux Ethernet 449, Ethernet avancé 458, , Chapitre 13 Lignes de transmission 462 , 13-1, 13-2, , Transmission Line, Basics 463, Standing Waves 476, , 13-3, 13-4, , Transmission Lines as, Circuit Elements 485, The Smith Chart 490, , Chapter 14 Antennas and Wave, Propagation 504, 14-1, 14-2, , Principes de base des antennes 505, Types d'antenne courants 513, , 14-3, , Propagation des ondes radio, , 538, , Chapitre 15 Technologies Internet 556, 15-1, 15-2, , Applications Internet 557, Transmission Internet, Systèmes 561, , 15-3, 15-4, , Contenu, , Zone de stockage, Réseaux 577, Sécurité Internet, , 580, , v

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Chapitre 16 Micro-ondes et ondes millimétriques, communication 588, 16-1, 16-2, 16-3, 16-4, , Concepts hyperfréquences 589, Lignes hyperfréquences et dispositifs 596, Guides d'ondes et cavité, Résonateurs 605, Semi-conducteur micro-ondes, Diodes 617, , 16-5, 16-6, 16-7, , Tubes micro-ondes 621, Micro-ondes, Antennes 625, Micro-ondes et ondes millimétriques, Applications 642, , Chapitre 17 Communication par satellite 655, 17-1, 17-2, 17-3, 17-4, , Orbites satellites 656, Communication par satellite, Systèmes 663, Sous-systèmes satellites 667, Stations au sol 673, , 17-5, 17-6, , Satellite, Applications 680, Navigation globale, Systèmes satellites 685, , Chapitre 18 Systèmes de télécommunication 695, 18-1, 18-2, , Téléphones 696, Système téléphonique, , 708, , 18-3, 18-4, , Télécopieur 714, Téléphonie Internet, , 720, , Chapitre 19 Communication optique 726, 19-1, 19-2, 19-3, 19-4, , Principes optiques 727, Communication optique, Systèmes 731, Câbles à fibre optique 736, Émetteurs et récepteurs optiques 747, , 19-5, 19-6, 19 -7, , Wavelength-Division, Multiplexing 762, Passive Optical, Networks 764, 40/100-Gbps Networks, and Beyond 767, , Chapitre 20 Cell Phone Technologies 775, 20-1, 20-2, 20-3, , vi , , Table des matières, , Téléphone cellulaire, Systèmes 776, Une industrie cellulaire, Vue d'ensemble 782, Cellulaire numérique 2G et 3G, Systèmes téléphoniques 785, , 20-4, , 20-5, , Évolution à long terme et Systèmes cellulaires 4G 792, Stations de base et petites cellules 803

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Chapitre 21 Technologies sans fil 815, 21-1, 21-2, 21-3, 21-4, , 21-5, , LAN sans fil 817, PAN et Bluetooth 824, ZigBee et Mesh Wireless, Networks 827, WiMAX et Wireless, Metropolitan -Zone, réseaux 829, infrarouge sans fil 830, , 21-6, , 21-7, 21-8, , radiofréquence, identification et champ proche, communications 834, bande ultra large, sans fil 839, sans fil supplémentaire, applications 843, , Chapitre 22 Tests et mesures de communication 849, 22-1, 22-2, 22-3, 22-4, , Équipement de test de communication 850, Tests de communication courants 866, Techniques de dépannage 883, Test d'interférence électromagnétique 888, , Réponses aux questions sélectionnées Problèmes 896, Glossaire, , 898, , Générique, , 918, , Index, , 919, , Table des matières, , vii

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Préface, Cette nouvelle quatrième édition des Principes des systèmes de communication électronique est entièrement révisée et mise à jour pour en faire l'un des manuels les plus récents disponibles sur le sans fil, les réseaux et d'autres technologies de communication. Parce que le domaine des communications électroniques évolue si rapidement, c'est un défi sans fin de tenir un manuel à jour. Bien que les principes ne changent pas, leur importance et leur pertinence évoluent à mesure que la technologie évolue. De plus, les étudiants ont besoin non seulement d'une solide connaissance des principes fondamentaux, mais également d'une compréhension essentielle des composants, circuits, équipements et systèmes du monde réel utilisés au quotidien. Cette dernière édition tente d'équilibrer les principes avec un aperçu des dernières techniques., Un objectif permanent de cette dernière révision est de mettre davantage l'accent sur le système, le niveau de compréhension des technologies sans fil, de mise en réseau et d'autres technologies de communication., En raison de la forte intégration des circuits de communication aujourd'hui, l'ingénieur et le technicien travaillent désormais davantage avec des cartes de circuits imprimés, des modules, des cartes enfichables et des équipements plutôt qu'avec des circuits au niveau des composants. En conséquence, les circuits obsolètes plus anciens ont été supprimés de ce texte et remplacés par des circuits plus intégrés et une analyse au niveau du schéma fonctionnel. Les ingénieurs et techniciens en communications modernes travaillent avec des spécifications et des normes et passent leur temps à tester, mesurer, installer et dépanner. Cette édition va dans ce sens. L'analyse détaillée des circuits est toujours incluse dans des domaines sélectionnés, où elle s'avère utile pour comprendre les concepts et les problèmes des équipements actuels. Dans le passé, un cours en communications était considéré comme une option dans de nombreux programmes électroniques. Aujourd'hui, les communications sont le plus grand secteur du domaine de l'électronique, avec le plus d'employés et les plus grandes ventes d'équipements chaque année. De plus, presque tous les produits électroniques contiennent désormais des technologies sans fil, de mise en réseau ou d'autres technologies de communication. Cela fait de la connaissance et de la compréhension de la communication un must plutôt qu'une option pour chaque élève. Sans au moins un cours en communications, l'étudiant peut obtenir son diplôme avec une vision incomplète des produits et des systèmes si courants aujourd'hui. Ce livre peut fournir le contexte pour répondre aux besoins d'un cours aussi général. En tant que rédacteur en chef des communications pour Electronic Design Magazine (Penton), j'ai observé les changements continus dans les composants, les circuits, les équipements, les systèmes et les applications. des communications modernes. En faisant des recherches sur le terrain, en interviewant des ingénieurs et des cadres, et en assistant aux nombreuses conférences pour les articles et les chroniques que j'écris, j'en suis venu à constater l'importance croissante des communications dans toutes nos vies. J'ai essayé d'apporter cette perspective à cette dernière édition où les techniques et technologies les plus récentes sont expliquées. Cette perspective, associée aux commentaires et aux idées de certains d'entre vous qui enseignent ce sujet, a abouti à un manuel meilleur que jamais., , Nouveau dans cette édition, Voici un résumé chapitre par chapitre des révisions et des ajouts à ce nouvelle édition., Chapitres 1 à 6, Mise à jour des circuits. Suppression de circuits obsolètes et ajout de circuits de courant., Chapitre 7, Section mise à jour sur la conversion de données, y compris une nouvelle section sur le suréchantillonnage et le sous-échantillonnage., , viii

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Chapitre 8, , Chapitre 9, , Chapitre 10, Chapitre 11, , Chapitre 12, , Chapitre 13, Chapitre 14, Chapitre 15, Chapitre 16, Chapitre 17, Chapitre 18, Chapitre 19, , Chapitre 20, , Chapitre 21, , Chapitre 22, , Couverture étendue de l'architecture I/Q pour la transmission de données numériques. Nouvelle section sur le bruit de phase. Ajout d'amplificateurs de puissance linéaires à large bande utilisant des techniques d'anticipation et de prédistorsion adaptative. Nouvelle couverture des amplificateurs Doherty et du suivi d'enveloppe, amplificateurs pour une meilleure efficacité énergétique. Ajout de nouveaux émetteurs et émetteurs-récepteurs IC. Nouvelle couverture de LDMOS et GaN RF, transistors de puissance., Couverture étendue de la sensibilité du récepteur et du rapport signal sur bruit, son importance et son calcul. Ajout de l'AWGN et de la couverture étendue, de la distorsion d'intermodulation. Couverture accrue de la radio définie par logiciel (SDR). Nouveaux circuits récepteurs et émetteurs-récepteurs IC., Couverture mise à jour des techniques de multiplexage et d'accès., Couverture étendue de la modulation numérique et de l'efficacité spectrale., Couverture accrue des schémas de modulation numérique. Nouvelle couverture de, DSL, ADSL et VDSL. Ajout de la couverture du système de télévision par câble., Amélioration de la couverture du modèle OSI. Ajout d'une explication sur la manière dont les différents schémas de modulation numérique affectent le taux d'erreur sur les bits (BER) dans les systèmes de communication. Sections mises à jour sur le spectre étalé et l'OFDM. Une nouvelle section sur le codage convolutionnel et turbo, et le gain de codage., Fortement révisé pour mettre l'accent sur les fondamentaux et Ethernet. Matériel daté retiré. Développé et mis à jour pour inclure les dernières normes Ethernet pour les versions iber-optique et cuivre pour 100 Gbps., Révisions et mises à jour mineures., Révisions et mises à jour mineures., Entièrement mis à jour. Ajout de la couverture d'IPv6 et de la norme Optical Transport, Network. Mise à jour avec un nouvel accent sur les ondes millimétriques. Circuits mis à jour., Révisé et mis à jour., Suppression du matériel obsolète et mise à jour., Section étendue sur les modules, types et spécifications d'émetteur-récepteur optique MSA. OM iber ajouté. Ajout d'une couverture de 100 Gbps, techniques, y compris les modulateurs Mach-Zehnder et DP-QPSK, modulation., Révisions approfondies des technologies de téléphonie cellulaire. Nouvelle couverture sur les systèmes HSPA et Long Term Evolution (LTE) 4G. Analyse d'un, smartphone. Liaison. Un aperçu de la 5G, y compris des petites cellules., Les mises à jour incluent l'ajout des dernières normes Wi-Fi 802.11ac et 802.11ad. Nouvelle couverture sur la machine à machine (M2M), Internet, des objets (IoT) et la technologie des espaces blancs., Les révisions et les mises à jour incluent une nouvelle section sur les analyseurs de signaux vectoriels et les générateurs., , Un changement majeur est l'élimination des résumés de chapitre inefficaces. Au lieu de cela, de nouvelles sections d'activités en ligne ont été ajoutées pour donner aux étudiants la possibilité d'explorer davantage de nouvelles techniques de communication, d'approfondir la théorie et de devenir plus aptes à utiliser Internet pour trouver les informations nécessaires. Ces activités montrent aux étudiants les énormes réserves d'informations de communication qu'ils peuvent exploiter gratuitement, à tout moment. Dans un gros livre comme celui-ci, il est difficile de donner à chacun ce qu'il ou elle veut. Certains veulent plus de profondeur, d'autres plus d'ampleur. J'ai essayé de trouver un équilibre entre les deux. Comme toujours, je suis toujours impatient d'entendre ceux d'entre vous qui utilisent le livre et accueille vos suggestions pour la prochaine édition., , Préface, , ix

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Learning Features, Principles of Electronic Communication Systems, quatrième édition, a une mise en page attrayante et accessible. Pour guider les lecteurs et fournir une approche d'apprentissage intégrée, chaque chapitre contient les éléments suivants :, ●, ●, ●, ●, ●, ●, ●, ●, , Objectifs du chapitre, Termes clés, Éléments de marge Bon à savoir, Exemples avec solutions, Activités en ligne, Questions, Problèmes, Pensée critique, , Ressources pour étudiants, Manuel d'expériences et d'activités, Le manuel d'expériences et d'activités a été légèrement révisé et mis à jour. Construire un laboratoire pratique, abordable mais significatif est l'une des parties les plus difficiles de la création d'un cours collégial en communications. Ce nouveau manuel fournit une pratique dans les principes, en utilisant les derniers composants et méthodes. Des composants et des équipements abordables et facilement disponibles ont été utilisés pour permettre aux professeurs de créer facilement un laboratoire de communication qui valide et complète le texte. Une nouvelle section répertoriant les sources d'équipement de laboratoire de communication a été ajoutée. Le manuel d'expériences et d'activités révisé comprend de nouveaux projets qui impliquent l'accès au Web et la recherche pour renforcer la capacité de l'étudiant à utiliser les vastes ressources d'Internet et du World Wide Web. . Les ingénieurs et techniciens pratiques d'aujourd'hui sont devenus des experts pour trouver des informations pertinentes et des réponses à leurs questions et solutions, à leurs problèmes de cette façon. Tout en pratiquant cette compétence essentielle de toute communication, connaissance d'ingénieur ou de technicien, l'étudiant pourra approfondir ses connaissances sur l'un des sujets de ce livre, soit pour approfondir la théorie et la pratique, soit pour obtenir la dernière mise à jour. informations sur les puces et autres produits., ®, , Connect Engineering, Les ressources en ligne de cette édition incluent McGraw-Hill Connect®, une plate-forme Web d'affectation et d'évaluation qui peut aider les étudiants à mieux performer dans leurs cours et à maîtriser notions importantes. Avec Connect®, les instructeurs peuvent livrer des devoirs, des quiz et des tests facilement en ligne. Les étudiants peuvent pratiquer des compétences importantes à leur propre rythme et selon leur propre horaire. Demandez plus de détails à votre représentant McGraw-Hill et consultez-le sur www.mcgrawhillconnect.com., , McGraw-Hill LearnSmart®, McGraw-Hill LearnSmart® est un système d'apprentissage adaptatif conçu pour aider les étudiants à apprendre, plus rapidement et à étudier plus efficacement , et conserver plus de connaissances pour plus de succès. Grâce à une série de questions adaptatives, LearnSmart® identifie les concepts que l'étudiant ne comprend pas, comprend et élabore un plan d'étude personnalisé pour réussir. Il permet également aux instructeurs de voir exactement ce que les étudiants ont accompli et il dispose d'un outil d'évaluation intégré pour les devoirs notés. Demandez à votre représentant McGraw-Hill pour plus d'informations et visitez www.mhlearnsmart.com pour une démonstration., , McGraw-Hill SmartBook™, Propulsé par le moteur LearnSmart intelligent et adaptatif, SmartBook est la première et la seule expérience de lecture adaptative continue disponible aujourd'hui. Distinguer ce que les élèves savent de ce qu'ils ne savent pas et se concentrer sur les concepts qu'ils sont les plus susceptibles d'oublier,, , x, , Préface

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SmartBook personnalise le contenu pour chaque étudiant. La lecture n'est plus une expérience passive et linéaire, mais une expérience engageante et dynamique, où les élèves sont plus susceptibles de maîtriser et de retenir des concepts importants, en arrivant en classe mieux préparés. SmartBook comprend des rapports puissants qui identifient les sujets spécifiques et les objectifs d'apprentissage que les étudiants doivent étudier. fournir des commentaires personnalisés aux étudiants et personnaliser l'évaluation., , Comment fonctionne SmartBook ? Chaque SmartBook contient quatre composants : Aperçu, Lecture, Exercice et Recharge. En commençant par un aperçu initial de chaque chapitre et des principaux objectifs d'apprentissage, les étudiants lisent le matériel et sont guidés vers les sujets pour lesquels ils ont le plus besoin de pratique en fonction de leurs réponses à un diagnostic en constante adaptation. La lecture et la pratique se poursuivent jusqu'à ce que SmartBook ordonne aux étudiants de recharger le matériel important qu'ils sont les plus susceptibles d'oublier pour assurer le concept, la maîtrise et la rétention., , Manuels électroniques, Ce manuel est disponible sous forme de livre électronique sur www.CourseSmart.com. Chez CourseSmart, vos étudiants peuvent profiter d'importantes économies sur le coût d'un manuel imprimé, réduire leur impact sur l'environnement et accéder à de puissants outils Web pour l'apprentissage. Les livres électroniques CourseSmart peuvent être consultés en ligne ou téléchargés sur un ordinateur. . Les livres électroniques permettent aux étudiants d'effectuer des recherches en texte intégral, d'ajouter des surlignages et des notes, et de partager des notes avec leurs camarades de classe. CourseSmart propose la plus grande sélection de livres électroniques disponibles partout. Visitez www.CourseSmart.com pour en savoir plus et pour essayer un exemple de chapitre., , McGraw-Hill Create ™, Avec McGraw-Hill Create, vous pouvez facilement réorganiser les chapitres, combiner du matériel à partir d'autres sources de contenu et télécharger rapidement le contenu que vous avez écrit, comme votre cours, syllabus ou notes pédagogiques. Trouvez le contenu dont vous avez besoin dans Create en parcourant des milliers de manuels McGraw-Hill de premier plan. Organisez votre livre en fonction de votre enseignement, de votre style. Create vous permet même de personnaliser l'apparence de votre livre en sélectionnant la couverture et en ajoutant votre nom, votre école et vos informations de cours. Commandez un livre Create et vous recevrez une copie de révision imprimée gratuite dans les 3 à 5 jours ouvrables ou une copie de révision électronique gratuite (eComp) par e-mail en quelques minutes. Rendez-vous sur www.mcgrawhillcreate.com dès aujourd'hui et inscrivez-vous pour découvrir comment McGraw-Hill Create vous permet d'enseigner à vos élèves à votre façon., Le site Connect de ce manuel comprend un certain nombre de ressources pour les enseignants et les élèves, notamment :, ● , , ●, ●, , Une introduction à MultiSim pour ceux qui veulent être opérationnels avec ce logiciel de simulation populaire. La section est écrite pour fournir des exemples de communication et des applications., Fichiers de circuits MultiSim pour l'électronique de communication., Réponses et solutions aux problèmes de texte et activités de laboratoire et diapositives PowerPoint de l'instructeur, sous protection par mot de passe., , Pour accéder aux ressources de l'instructeur via Connect, vous devez d'abord contacter votre représentant McGrawHill Learning Technology pour obtenir un mot de passe. Si vous ne connaissez pas votre représentant McGraw-Hill, rendez-vous sur www.mhhe.com/rep pour trouver votre représentant. Une fois que vous avez votre mot de passe, rendez-vous sur connect.mheducation.com et connectez-vous. Cliquez sur le cours pour lequel vous utilisez ce manuel. Si vous n'avez pas ajouté de cours, cliquez sur « Ajouter un cours » et sélectionnez « Technologie de l'ingénierie » dans le menu déroulant., Sélectionnez Principes des systèmes de communication électronique, 4e et cliquez sur « Suivant ». Une fois que vous avez ajouté le cours , Cliquez sur le lien "Bibliothèque", puis cliquez sur "Ressources de l'instructeur"., Préface, , xi

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Remerciements, Mes remerciements particuliers au rédacteur en chef de McGraw-Hill, Raghu Srinivasan, pour son soutien continu et ses encouragements à rendre cette nouvelle édition possible. Merci également à Vincent Bradshaw et aux autres membres du personnel de soutien de McGraw-Hill, notamment Kelly Lowery et Amy Hill. Ce fut un plaisir de travailler avec vous tous. Je tiens également à remercier Nancy Friedrich du magazine Microwaves & RF et Bill, Baumann du magazine Electronic Design, tous deux de Penton Media Inc., pour la permission d'utiliser des sections de mon articles dans la mise à jour des chapitres 20 et 21., Et ma gratitude va également aux professeurs qui ont révisé le livre et ont offert vos commentaires, critiques et suggestions. Merci d'avoir pris le temps de fournir cette précieuse contribution. J'ai appliqué la plupart de vos recommandations. Les examinateurs suivants ont examiné le manuscrit à différentes étapes et ont fourni une multitude de bonnes suggestions pour la nouvelle édition : Norman Ahlhelm, Central Texas College, David W. Astorino, Lorain County Community College, Noureddine Bekhouche, Jacksonville State University, Katherine Bennett, Université des arts, DeWayne R. Brown, Université d'État A&T de Caroline du Nord, Jesus Casas, Austin Community College, Dorina Cornea Hasegan, Portland Community College, Kenneth P. De Lucca, Millersville University, Richard Fornes, Johnson College , Billy Graham, Northwest Technical Institute, Thomas Henderson, Tulsa Community College, Paul Hollinshead, Cochise Community College, Joe Morales, Dona Ana Community College, Jeremy Spraggs, Fulton-Montgomery Community College, Yun Liu, Baltimore City Community College, , Avec le dernières contributions de l'industrie et les suggestions de ceux qui utilisent le livre, cette édition devrait se rapprocher plus que jamais d'un manuel idéal pour l'enseignement de l'électronique de communication actuelle., Lou Frenzel, Austin, Texas, 2014, , xii

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Visite guidée, Fonctions d'apprentissage, La quatrième édition de Principes des systèmes de communication électronique conserve bon nombre des éléments d'apprentissage populaires présentés dans les éditions précédentes, ainsi que quelques nouveaux éléments. Celles-ci incluent :, , chapitre, , 2, , Fondamentaux de l'électronique, pour les communications, introduction du chapitre, , T, , pour comprendre l'électronique de communication telle qu'elle est présentée dans ce livre, vous devez connaître certains principes de base de l'électronique, y compris les fondamentaux des circuits à courant alternatif (ac) et à courant continu (dc), fonctionnement et caractéristiques des semi-conducteurs, et circuit électronique de base, fonctionnement (amplificateurs, oscillateurs, alimentations et circuits logiques numériques)., Certaines bases sont particulièrement critiques pour comprendre les chapitres qui suivent. Celles-ci incluent l'expression du gain et de la perte en décibels, LC, les circuits accordés, la résonance et les filtres, et la théorie de Fourier. L'objet de ce chapitre est de passer brièvement en revue tous ces sujets. Si vous avez déjà étudié le matériel, il servira simplement de révision et de référence. Si, en raison de votre propre emploi du temps ou du programme de l'école, vous n'avez pas encore couvert ce matériel, utilisez ce chapitre pour apprendre les informations nécessaires, avant de continuer., , Chaque chapitre commence par une brève introduction préparant le terrain pour ce que , l'élève est sur le point d'apprendre., , Objectifs du chapitre, , Objectifs, , Les objectifs du chapitre fournissent un énoncé concis des résultats d'apprentissage attendus., , Après avoir terminé ce chapitre, vous serez en mesure de :, ■, , Calculer la tension, le courant , gain et atténuation en décibels et appliquez ces formules dans des applications impliquant des circuits en cascade., , ■, , Expliquez la relation entre Q, la fréquence de résonance et la bande passante., , ■, , ■, , Décrire la configuration de base des différents types de filtres qui sont utilisés dans les réseaux de communication et comparent et opposent les filtres actifs aux filtres passifs., Expliquer comment l'utilisation de filtres à condensateur commuté améliore la sélectivité., , ■, , Expliquer les avantages et le fonctionnement des filtres en cristal, en céramique et SAW. , , dBm. Lorsque ■leCalculer, gain ou atténuation, d'aby, circuit, est Fourier, exprimé en analyse., en décibels, implicite est a, bande passante, en utilisant, 30, , Bon à savoir, Bon à savoir, trouvé dans les marges,, fournir des ajouts intéressants aperçu des sujets présentés., , comparaison entre deux valeurs, la sortie et l'entrée. Lorsque le rapport est calculé, les unités de tension ou de puissance sont annulées, ce qui fait du rapport un chiffre sans dimension ou relatif. Lorsque vous voyez une valeur en décibels, vous ne connaissez vraiment pas la tension réelle ou les valeurs de puissance. Dans certains cas, ce n'est pas un problème; dans d'autres, il est utile ou nécessaire de connaître les valeurs réelles en cause. Lorsqu'une valeur absolue est nécessaire, vous pouvez utiliser une valeur de référence pour comparer toute autre valeur. Un niveau de référence souvent utilisé en communication est de 1 mW. Lorsqu'une valeur en décibels est calculée en comparant une valeur de puissance à 1 mW, le résultat est une valeur appelée dBm. Il est calculé avec la formule de décibel de puissance standard avec 1 mW comme dénominateur du rapport :, dBm 5 10 log, , Pout (W ), 0,001(W ), , Ici Pout est la puissance de sortie, ou une valeur de puissance que vous voulez comparer à 1 mW, et, 0,001 est 1 mW exprimé en watts., La sortie d'un amplificateur 1 W exprimée en dBm est, par exemple, dBm 5 10 log, , 1, 5 10 log 1000 5 10( 3) 5 30 dBm, 0,001, , Parfois, la sortie d'un circuit ou d'un appareil est donnée en dBm. Par exemple, si un microphone a une sortie de 250 dBm, la puissance de sortie réelle peut être calculée comme suit :, 250 dBm 5 10 log, , Pout, 0,001, , Pout, 250 dBm, 5 log, 10, 0,001, Par conséquent, Pout, 5 10250 dBm/10 5 1025 5 0.00001, 0.001, , Exemples, , Pout 5 0.001 3 0.00001 5 1023 3 1025 5 1028 W 5 10 3 1029 5 10 nW, , Chaque chapitre contient des exemples élaborés qui démontrent importante concepts ou circuit, opérations, y compris analyse de circuit, applications, dépannage et conception de base., , Valeur de référence, dBm, , BON À SAVOIR, Du point de vue du son, de la mesure, 0 dB est le son le moins perceptible (audition, seuil), et 120 dB équivaut au seuil de douleur du son. Cette liste montre les niveaux d'intensité pour les sons courants. (Tippens, Physics,, 6e éd., Glencoe/McGraw-Hill,, 2001, p. 497), Intensité, Son, niveau, dB, Seuil d'audition, 0, Bruissement des feuilles, 10, Chuchotement, 20, Radio silencieuse, 40 , Conversation normale, 65, Coin de rue occupé, 80, Voiture de métro, 100, Seuil de douleur, 120, Moteur à réaction, 140–160, , Exemple 2-10, Un amplificateur de puissance a une entrée de 90 mV sur 10 kV. La sortie est de 7,8 V à travers, un haut-parleur de 8 V. Quel est le gain de puissance, en décibels ? Vous devez d'abord calculer les niveaux de puissance d'entrée et de sortie., 2, , La transmission de données binaires dans les systèmes de communication, , xiii

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RÉVISION DU CHAPITRE, , Activités en ligne, , Activité en ligne, , Ces sections donnent aux étudiants la possibilité d'explorer davantage de nouvelles techniques de communication, d'approfondir la théorie et de devenir plus aptes à utiliser Internet pour trouver les informations nécessaires. , , 2-1 Exploration des options de filtre, Objectif : Examiner plusieurs alternatives aux iltres LC et cristal., Procédure :, 1. Rechercher les termes résonateur diélectrique, mécanique, iltre et iltre céramique., 2. Consulter les sites Web des fabricants et examinez des produits spéciiques., 3. Imprimez des fiches techniques au besoin pour déterminer les types de filtres et les spéciications., 4. Répondez aux questions suivantes., , Questions :, 1. Nommez un fabricant pour chacun des types de filtres que vous avez étudiés ., 2. Quels types de iltres avez-vous trouvé ? (LPF, HPF,, BPF, etc.) impédances pour chaque type de filtre ?, , Questions, 1. Qu'advient-il de la réactance capacitive lorsque la fréquence de fonctionnement augmente ?, 2. Lorsque la fréquence diminue, comment la réactance d'une bobine varie-t-elle ?, 3. Qu'est-ce que l'effet de peau , et comment cela affecte-t-il le Q d'une bobine ?, 4. Qu'arrive-t-il à un fil lorsqu'une perle de ferrite est placée autour de lui ?, 5. Quel est le nom donné à la forme de bobine largement utilisée, qui a la forme un beignet ?, 6. Décrire le courant et l'impédance dans un RLC série, circuit à la résonance., 7. Décrire le courant et l'impédance dans un RLC parallèle, circuit à la résonance., , Problèmes, , Problèmes, 1. Quel est le gain d'un ampli avec une sortie de 1,5 V et une entrée de 30 µV ? ◆, 2. À quoi ressemble l'atténuation d'un diviseur de tension, celle de la Fig. 2-3, où R1 est de 3,3 kV et R2 est de 5,1 kV ?, 3. Quel est le gain global ou l'atténuation de la combinaison formée par la mise en cascade les circuits décrits, dans les problèmes 1 et 2 ? ◆, 4. Trois ampliiers avec des gains de 15, 22 et 7 sont en cascade ; la tension d'entrée est de 120 µV. Quels sont le gain global et les tensions de sortie de chaque étage ? 5. Un équipement de communication comporte deux étages d'amplification avec des gains de 40 et 60 et deux étages de perte avec des facteurs d'atténuation de 0,03 et 0,075. La tension de sortie est de 2,2 V. Quels sont le gain global (ou l'atténuation) et la tension d'entrée ? ◆, , Les élèves peuvent obtenir une rétroaction critique en exécutant les problèmes pratiques à la fin du chapitre. Les réponses aux problèmes sélectionnés se trouvent à la fin du livre., , Pensée critique, , Pensée critique, 90, , Une grande variété de questions et de problèmes se trouvent à la fin de chaque chapitre; plus, 30 pour cent sont nouveaux ou révisés dans cette édition., Ceux-ci incluent l'analyse de circuit, les problèmes, le tir, la pensée critique et l'entretien d'embauche, les questions., , xiv, , 8. Énoncez dans vos propres mots la relation entre Q et le bande passante d'un circuit accordé., 9. Quel type de iltre est utilisé pour sélectionner une seule fréquence de signal parmi plusieurs signaux ?, 10. Quel type de iltre utiliseriez-vous pour vous débarrasser d'un bourdonnement gênant de 120 Hz ?, 11. Quel signifie la sélectivité ?, 12. Énoncez la théorie de Fourier dans vos propres mots., 13. Définissez les termes domaine temporel et domaine fréquentiel., 14. Écrivez les quatre premières harmoniques impaires de 800 Hz., 15. Quelle forme d'onde est constituée de harmoniques paires uniquement ?, Quelle forme d'onde est composée uniquement d'harmoniques impaires ?, 16. Pourquoi un signal non sinusoïdal est-il déformé lorsqu'il passe, à travers un iltre ?, , ChapterTour, Guided, 11, , 6. Trouver le gain ou l'atténuation de tension, en décibels, pour chacun des circuits décrits dans les problèmes 1, à 5., 7. Un amplificateur de puissance a une sortie de 200 W et une entrée de 8 W. Quel est le gain de puissance en décibels ? ◆, 8. Un amplificateur de puissance a un gain de 55 dB. L'entrée, la puissance est de 600 mW. Quelle est la puissance de sortie ?, 9. Un ampli a une sortie de 5 W. Quel est son gain, en dBm ? ◆, 10. Un système de communication comporte cinq étages, avec des gains et des atténuations de 12, 245, 68, 231 et 9 dB. Quel est le gain global ?, 11. Quelle est la réactance d'un condensateur de 7 pF à 2 GHz ?, 12. Quelle valeur de capacité est nécessaire pour produire 50 V de réactance à 450 MHz ?, 13. Calculer la réactance inductive d'une bobine de 0,9 µH, à 800 MHz., , Chapitre 2, , 1. Expliquez comment la capacité et l'inductance peuvent exister dans un circuit sans condensateurs localisés et composants d'inductance présents., 2. Comment la tension aux bornes de la bobine ou condensateur dans un circuit résonnant en série soit supérieur à la tension de la source à la résonance ?, 3. Quel type de filtre utiliseriez-vous pour empêcher les harmoniques générées par un émetteur d'atteindre l'antenne ?, 4. Quel type de filtre utiliseriez-vous sur un téléviseur pour empêcher un signal d'une radio CB sur 27 MHz d'interférer avec un signal TV sur le canal 2 à 54 MHz?, 5. Expliquez pourquoi il est possible de réduire le Q effectif d'un circuit résonnant parallèle en connectant une résistance en parallèle avec elle., 6. Un circuit résonant parallèle a une inductance de 800 nH,, une résistance d'enroulement de 3 V, et une capacité de 15 pF., , Calculer (a) la fréquence de résonance, (b) Q, (c ) bande passante,, (d) impédance à la résonance., 7. Pour le circuit précédent, quelle serait la bande passante, si vous connectiez une résistance de 33 kV en parallèle avec le circuit accordé ?, 8. Quelle valeur de condensateur auriez-vous besoin de produire un filtre passe-haut avec une fréquence de coupure de 48 kHz avec une valeur de résistance de 2,2 kV?, 9. Quelle est la bande passante minimale nécessaire pour passer un train d'impulsions périodiques dont la fréquence est de 28,8 kHz et le cycle de service est 20 % ? 50 % ?, 10. Reportez-vous à la Fig. 2-60. Examinez les différentes formes d'onde et les expressions de Fourier. Selon vous, quel circuit pourrait faire un bon mais simple doubleur de fréquence ?

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chapitre, , 1, , Introduction à l'électronique, Communication, Objectifs, Après avoir terminé ce chapitre, vous serez en mesure de :, ■, , ■, , ■, , ■, , ■, , ■, , ■, , Expliquer les fonctions des trois parties principales d'un système de communication électronique., Décrire le système utilisé pour classer les différents types de communication électronique et énumérer des exemples de chaque type., Discuter du rôle de la modulation et du multiplexage dans la facilitation de la transmission du signal., Définir le spectre électromagnétique et expliquez pourquoi la nature de la communication électronique rend nécessaire la régulation du spectre électromagnétique., Expliquez la relation entre la gamme de fréquences et la bande passante, et donnez les gammes de fréquences pour les utilisations du spectre allant de la voix à la télévision à ultra-haute fréquence., Liste les principales branches du domaine des communications électroniques et, décrire les qualifications nécessaires pour les différents emplois., Énoncer les avantages de la licence et de la certification et citer au moins trois sources., , 1

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Figure 1-1, Quand ?, , Où ou qui ?, , Quoi ?, , 1837, , Samuel Morse, , 1843, 1866, 1876, 1877, 1879, 1887, , 1901, 1903, , Alexander Bain, États-Unis et Angleterre, Alexander Bell, Thomas Edison, George Eastman, Heinrich Hertz, (Allemand), Guglielmo Marconi, (Italien), Marconi (Italien), John Fleming, , Invention du télégraphe (breveté, en 1844)., Invention du télécopieur. , Le premier câble télégraphique transatlantique posé., Invention du téléphone., Invention du phonographe., Invention de la photographie., Découverte des ondes radio., , 1906, , Reginald Fessenden, , 1906, 1914, , Lee de Forest, Hiram P. Maxim, , 1920, 1923, 1933–1939, , KDKA Pittsburgh, Vladimir Zworykin, Edwin Armstrong, , 1939, 1940–1945, , États-Unis, Grande-Bretagne, États-Unis, John von Neumann et autres, Bell Laboratories, RCA/NBC, Jack Kilby (Texas, Instruments) and, Robert Noyce, (Fairchild), United States, United States, Metcalfe, United States, United States, United States, United States, United States, United States, United States, Worldwide , États-Unis, Monde, Monde, Monde, , 1887, , 1948, 1948, 1953, 1958–1959, , 1958–1962, 1961, 1973–1976, 1975, 1977, 1982, 1982–1990, 1983, 1993, 1995 , 1996–2001, 1997, 2000, 2009, 2009, , 2, , Jalons de l'histoire des communications électroniques., , Chapitre 1, , Démonstration du « sans fil », communications par ondes radio., Premier contact radio transatlantique établi., Invention du tube à vide à deux électrodes, rectiier., Invention de la modulation d'amplitude ;, première communication vocale électronique, démontrée., Invention du tube à vide à triode., Fondation de l'American Radio Relay League, la première organisation de radio amateur., Première émission de radio., Invention et démonstration de la télévision., Invention du superhétérodyne, récepteur et modulation de fréquence., Première utilisation de la radio bidirectionnelle (talkies-walkies)., Invention et perfectionnement du radar, (Seconde Guerre mondiale)., Création du premier programme enregistré, ordinateur numérique électronique., Invention du transistor., Première émission de télévision couleur., Invention des circuits intégrés., , Premier satellite de communication testé., Radio à bande citoyenne utilisée pour la première fois., Ethernet et premiers réseaux locaux., Premiers personnels ordinateurs., Première utilisation du câble à fibres optiques., Adoption du protocole TCP/IP., Développement et premières utilisations d'Internet., Réseaux de téléphonie cellulaire., Premier navigateur Mosaic., Système de positionnement global déployé., Premiers smartphones par BlackBerry, Nokia, Palm ., Premiers LAN sans fil., Téléphones portables numériques de troisième génération., Premiers réseaux cellulaires LTE de quatrième génération., Premiers réseaux optiques en fibre de 100 Gb/s.

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1-1 La signification de l'humain, la communication, La communication est le processus d'échange d'informations. Les gens communiquent pour transmettre leurs pensées, leurs idées et leurs sentiments aux autres. Le processus de communication est inhérent à toute vie humaine et comprend des processus verbaux, non verbaux (langage corporel), imprimés et électroniques., Deux des principaux obstacles à la communication humaine sont la langue et la distance., Les barrières linguistiques surgissent entre des personnes de différentes cultures ou nationalités., Communiquer sur de longues distances est un autre problème. La communication entre les premiers êtres humains se limitait à des rencontres en face à face. La communication longue distance a d'abord été réalisée en envoyant des signaux simples tels que des battements de tambour, du klaxon, des explosions et des signaux de fumée, puis en agitant des retards de signal (sémaphores). Lorsque les messages étaient relayés d'un endroit à un autre, des distances encore plus grandes pouvaient être couvertes. La distance sur laquelle la communication pouvait être envoyée était étendue par le mot écrit. Pendant de nombreuses années, la communication longue distance s'est limitée à l'envoi de messages verbaux ou écrits par un coureur humain, un cheval, un bateau et plus tard des trains. La communication humaine a fait un bond en avant spectaculaire à la fin du XIXe siècle, lorsque l'électricité a été découverte et ses nombreuses applications ont été explorées. Le télégraphe, a été inventé en 1844 et le téléphone en 1876. La radio a été découverte en 1887 et démontrée en 1895. Fig. 1-1 est un calendrier répertoriant les étapes importantes de l'histoire de la communication électronique., des formes bien connues d'électronique communication, comme le téléphone, la radio, la télévision et Internet, ont augmenté notre capacité à partager des informations. La façon dont nous faisons les choses et le succès de notre vie professionnelle et personnelle sont directement liés à la qualité de notre communication. Il a été dit que l'accent mis dans notre société s'est maintenant déplacé de la fabrication et de la production de masse de biens vers l'accumulation, l'emballage et l'échange d'informations. Notre société est une société de l'information, et un élément clé de celle-ci est la communication. Sans communication électronique, nous ne pourrions pas accéder et appliquer les informations disponibles en temps opportun. Ce livre traite de la communication électronique et de la manière dont les principes, composants, circuits, équipements et systèmes électriques et électroniques facilitent et améliorent notre capacité à communiquer. Une communication rapide est essentielle dans notre monde en évolution rapide. C'est aussi addictif. Une fois que nous adoptons et nous habituons à toute forme de communication électronique, nous devenons accros à ses avantages. En fait, nous ne pouvons pas imaginer mener nos vies ou nos entreprises sans elle. Imaginez simplement notre monde sans le téléphone, la radio, le courrier électronique, la télévision, les téléphones portables, les tablettes ou les réseaux informatiques., , Communication, , BON À SAVOIR, Marconi est généralement crédité d'avoir inventé la radio, mais il ne l'a pas fait., Bien qu'il ait été un développeur clé et le premier déployeur de la radio, le vrai mérite revient à Heinrich Hertz, qui a découvert les ondes radio, et à Nicola Tesla, qui a le premier développé de véritables applications radio., , 1-2 Systèmes de communication , Tous les systèmes de communication électroniques ont un émetteur, un canal ou un support de communication et un récepteur. Ces composants de base sont illustrés à la Fig. 1-2. Le processus de communication commence lorsqu'un être humain génère une sorte de message, de données ou d'autres informations qui doivent être reçues par d'autres. Un message peut également être généré par un ordinateur ou un courant électronique. Dans les systèmes de communication électroniques, le message est appelé information ou signal de renseignement. Ce message, sous la forme d'un signal électronique, est transmis à l'émetteur, qui transmet ensuite le message sur le canal de communication. Le message est capté par le récepteur et relayé à un autre, humain. En cours de route, du bruit s'ajoute dans le canal de communication et dans le récepteur., Le bruit est le terme général appliqué à tout phénomène qui dégrade ou interfère avec, l'information transmise., Introduction à la communication électronique, , Systèmes de communication électronique, Information, , Bruit, , 3

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Figure 1-2, , Un modèle général de tous les systèmes de communication., Espace libre (radio),, fil, câble à fibre optique, etc., , Information, ou, intelligence, (audio, vidéo,, données informatiques, etc. ), , Émetteur, (TX), , Communications, canal ou support, , Récepteur, (RX), Récupéré, informations et, intelligence, , Émetteur, Audio, , Émetteur, , La première étape de l'envoi d'un message consiste à le convertir sous forme électronique adaptée à la transmission. Pour les messages vocaux, un microphone est utilisé pour traduire le son en un signal audio électronique. Pour la télévision, une caméra convertit les informations lumineuses de la scène en un signal vidéo. Dans les systèmes informatiques, le message est tapé sur un clavier et converti en codes binaires qui peuvent être stockés en mémoire ou transmis en série. Les transducteurs convertissent les caractéristiques physiques (température, pression, intensité lumineuse, etc.) en signaux électriques. L'émetteur lui-même est un ensemble de composants et de circuits électroniques conçus pour convertir le signal électrique en un signal adapté à la transmission sur une distance donnée. moyen de communication. Les émetteurs sont constitués d'oscillateurs, d'amplificateurs, de circuits accordés et de filtres, de modulateurs, de mélangeurs de fréquence, de synthétiseurs de fréquence et d'autres circuits. Le signal d'intelligence d'origine module généralement une onde sinusoïdale porteuse à haute fréquence, générée par l'émetteur, et la combinaison est augmentée en amplitude par des amplificateurs de puissance, ce qui donne un signal compatible avec le support de transmission sélectionné., , Canal de communication, Communication canal, , Le canal de communication est le moyen par lequel le signal électronique est envoyé d'un endroit à un autre. De nombreux types de supports différents sont utilisés dans les systèmes de communication, y compris les fils conducteurs, les câbles à fibres optiques et l'espace libre., , Conducteurs électriques. Dans sa forme la plus simple, le support peut simplement être une paire de fils qui transportent un signal vocal d'un microphone à un casque. Il peut s'agir d'un câble coaxial, tel que celui utilisé pour transporter les signaux de télévision par câble. Ou il peut s'agir d'un câble à paire torsadée utilisé dans un réseau local (LAN)., , Support optique. Le support de communication peut également être un câble à fibre optique ou « light, pipe » qui transporte le message sur une onde lumineuse. Ceux-ci sont largement utilisés aujourd'hui pour transporter, les appels longue distance et toutes les communications Internet. L'information est convertie sous forme numérique qui peut être utilisée pour allumer et éteindre une diode laser à grande vitesse. Alternativement, des signaux analogiques audio ou vidéo peuvent être utilisés pour faire varier l'amplitude de la lumière., , Free Space. Lorsque l'espace libre est le support, le système résultant est connu sous le nom de radio., Radio sans fil, , Aussi connu sous le nom de radio, la radio est le terme général appliqué à toute forme de communication sans fil d'un point à un autre. La radio utilise le spectre électromagnétique. Les signaux du renseignement sont convertis en champs électriques et magnétiques qui se propagent presque instantanément dans l'espace sur de longues distances. La communication par lumière visible ou infrarouge se produit également dans l'espace libre., , 4, , Chapitre 1

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Autres types de médias. Bien que les supports les plus largement utilisés soient les câbles conducteurs et l'espace libre (radio), d'autres types de supports sont utilisés dans des systèmes de communication spéciaux., Par exemple, dans le sonar, l'eau est utilisée comme support. Le sonar passif "écoute" les sons sous-marins avec des hydrophones sensibles. Le sonar actif utilise une technique de réflexion d'écho, similaire à celle utilisée dans le radar pour déterminer à quelle distance se trouvent les objets sous l'eau et dans quelle direction ils se déplacent., La terre elle-même peut être utilisée comme moyen de communication, car elle conduit l'électricité et peuvent également transporter des ondes sonores à basse fréquence., Les lignes électriques à courant alternatif (ca), les conducteurs électriques qui transportent l'énergie, pour faire fonctionner pratiquement tous nos appareils électriques et électroniques, peuvent également être utilisées comme canaux de communication. Les signaux à transmettre sont simplement superposés ou ajoutés à la tension du secteur. C'est ce qu'on appelle la transmission par courant porteur ou la puissance, les communications en ligne (PLC). Il est utilisé pour certains types de télécommande d'équipements électriques et dans certains réseaux locaux., , Transmission par courant porteur, , Récepteurs, Un récepteur est un ensemble de composants et de circuits électroniques qui accepte le message transmis par le canal et le reconvertit sous une forme compréhensible par les humains. Les récepteurs contiennent des amplificateurs, des oscillateurs, des mélangeurs, des circuits accordés et des iltres, ainsi qu'un démodulateur ou un détecteur qui récupère le signal d'intelligence d'origine de la porteuse modulée. La sortie est le signal d'origine, qui est ensuite lu ou affiché. Il peut s'agir d'un signal vocal envoyé à un haut-parleur, d'un signal vidéo transmis à un écran LCD pour, affichage, ou de données binaires reçues par un ordinateur, puis imprimées ou affichées sur un moniteur vidéo., , Récepteur , , Émetteurs-récepteurs, La plupart des communications électroniques sont bidirectionnelles, et donc les deux parties doivent avoir à la fois un émetteur et un récepteur. En conséquence, la plupart des équipements de communication intègrent des circuits qui envoient et reçoivent à la fois. Ces unités sont communément appelées émetteurs-récepteurs. Tous les circuits émetteurs et récepteurs sont regroupés dans un seul boîtier et partagent généralement certains circuits communs tels que l'alimentation. Les téléphones, les ordinateurs de poche, les radios, les téléphones cellulaires et les modems informatiques sont des exemples d'émetteurs-récepteurs., , Émetteur-récepteur, , Atténuation, Atténuation du signal ou dégradation, est inévitable quel que soit le moyen de transmission. L'atténuation est proportionnelle au carré de la distance entre l'émetteur et le récepteur. Les supports sont également sélectifs en fréquence, en ce sens qu'un support donné agira comme un filtre passe-bas sur un signal transmis, déformant les impulsions numériques en plus de réduire considérablement l'amplitude du signal sur de longues distances. Ainsi, une amplification considérable du signal, à la fois dans l'émetteur et le récepteur, est nécessaire pour une transmission réussie. Tout support également, ralentit la propagation du signal à une vitesse inférieure à la vitesse de la lumière., , Bruit, Le bruit est mentionné ici car c'est le fléau de toutes les communications électroniques. Son effet est ressenti dans la partie récepteur de tout système de communication. Pour cette raison, nous couvrons le bruit au moment le plus approprié dans le chapitre 9. Alors que certains bruits peuvent être filtrés, la manière générale de minimiser le bruit est d'utiliser des composants qui contribuent moins au bruit et d'abaisser leurs températures. La mesure du bruit est généralement exprimée en termes de rapport signal sur bruit (S/N) (SNR), qui est la puissance du signal divisée par le bruit, la puissance et peut être exprimée numériquement ou en termes de décibels (dB ). Évidemment, un SNR très élevé est préférable pour de meilleures performances., , Introduction à la communication électronique, , Atténuation, , BON À SAVOIR, Les éruptions solaires peuvent envoyer des tempêtes de rayonnement ionisé qui peuvent durer un jour ou plus. L'ionisation supplémentaire dans l'atmosphère peut interférer avec la communication en ajoutant du bruit., Elle peut également interférer car les particules ionisées peuvent endommager ou même désactiver les satellites de communication., Les éruptions de classe X les plus graves peuvent provoquer des pannes de radio à l'échelle planétaire., , 5

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1-3 Types de communication électronique, Les communications électroniques sont classées selon qu'elles sont (1) des transmissions unidirectionnelles (simplex) ou bidirectionnelles (duplex intégral ou semi-duplex) et (2) des signaux analogiques ou numériques., , Simplex, Communication simplex, , La manière la plus simple de réaliser une communication électronique est la communication unidirectionnelle, normalement appelée communication simplex. Des exemples sont illustrés à la Fig. 1-3. Les formes les plus courantes de communication simplex sont la radiodiffusion et la télédiffusion. Un autre exemple de communication unidirectionnelle est la transmission à un véhicule télécommandé comme une petite voiture ou un véhicule aérien sans pilote (UAV ou drone)., , Figure 1-3, , Communication simplex., , TV, set, , TV, transmetteur , , (a) Diffusion TV, , Hélice, , Antenne, Moteur, , Caméra, , Boîtier de radiocommande, , (b) Télécommande, , 6, , Chapitre 1

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Figure 1-4, , Communication duplex. (a) Full duplex (bidirectionnel simultané). (b) Semi-duplex (une voie à la fois)., , Émetteur-récepteur, , Écouteur, , Émetteur-récepteur, , Microphone, Système téléphonique, Téléphone, , Microphone, TX, , TX, , RX, , RX, , Téléphone, , Le moyen ou canal, , Haut-parleur, , Microphone, (a) Full duplex (simultané, bidirectionnel), , Haut-parleur, (b) Half duplex (un sens à la fois), , Full duplex, La majeure partie de la communication électronique est à deux -way, ou communication duplex. Les applications typiques en duplex sont illustrées à la Fig. 1-4. Par exemple, des personnes communiquant entre elles par téléphone peuvent parler et écouter simultanément, comme l'illustre la Fig. , La forme de communication bidirectionnelle dans laquelle une seule partie transmet à la fois est connue sous le nom de communication semi-duplex [voir Fig. 1-4(b)]. La communication est bidirectionnelle, mais la direction alterne : les parties communicantes transmettent et reçoivent à tour de rôle. La plupart des transmissions radio, telles que celles utilisées dans l'armée, l'incendie, la police, les avions, la marine et d'autres services, sont des communications semi-duplex. La bande citoyenne (CB), la famille, la radio et les communications radio amateur sont également en semi-duplex., , Communication en semi-duplex, , Signaux analogiques, Un signal analogique est une tension ou un courant variant en douceur et en continu. Certains signaux analogiques typiques sont illustrés à la Fig. 1-5. Une onde sinusoïdale est un signal analogique monofréquence. Les tensions voix et vidéo sont des signaux analogiques qui varient en fonction du son, ou des variations lumineuses analogues aux informations transmises., , Signal analogique, , Signaux numériques, Les signaux numériques, contrairement aux signaux analogiques, ne varient pas de manière continue, mais changer par étapes ou par incréments discrets. La plupart des signaux numériques utilisent des codes binaires ou à deux états. Certains, , Figure 1-5, , Signal numérique, , Signaux analogiques. (a) "Ton" d'onde sinusoïdale. (b) Voix. (c) Signal vidéo (TV)., , (a), , (b), , Impulsion de synchronisation, Impulsion de synchronisation, Variation de la lumière, le long d'une ligne de balayage, de la vidéo, (c), , Introduction à la communication électronique, , 7

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Figure 1-6, , Signaux numériques. (a) Télégraphe (code Morse). (b) Onde continue (CW), code. (c) Code binaire série., Marque, , Marque, Espace, , Marque, Espace, , Marque ⫽ allumé ; Espace ⫽ désactivé, (a), , Point, , Point, , Tiret, , La lettre R, (b), ⫹5 V, 0V, , 1, , 0, , 1, , 0, , 1, , 1, , 0, , 1, , 0, , 0, , 1, , (c), , ASCII, , des exemples sont illustrés à la Fig. 1-6. Les premières formes de communication filaire et radio utilisaient un type de code numérique marche/arrêt. Le télégraphe utilisait le code Morse, avec son système de signaux courts et longs (points et tirets) pour désigner les lettres et les chiffres. Voir Fig. 1-6(a)., Dans la radiotélégraphie, également connue sous le nom de transmission à onde continue (CW), une onde sinusoïdale, le signal est désactivé et activé pendant de courtes ou longues durées pour représenter les points et les tirets., Reportez-vous à la Fig. 1-6(b)., Les données utilisées dans les ordinateurs sont également numériques. Des codes binaires représentant des chiffres, des lettres et des symboles spéciaux sont transmis en série par fil, radio ou support optique. Le code numérique le plus couramment utilisé dans les communications est l'American Standard Code for Information, Interchange (ASCII, prononcé « ask key »). La figure 1-6(c) montre un code binaire série., De nombreuses transmissions sont des signaux qui proviennent sous forme numérique, par exemple, la télégraphie, les messages ou les données informatiques, mais qui doivent être convertis sous forme analogique pour correspondre au support de transmission. Un exemple est la transmission de données numériques sur le réseau téléphonique, qui a été conçu pour traiter uniquement les signaux vocaux analogiques. Si les données numériques sont converties en signaux analogiques, tels que des tonalités dans la gamme de fréquences audio, elles peuvent être transmises sur le réseau téléphonique., Les signaux analogiques peuvent également être transmis numériquement. Il est très courant aujourd'hui de prendre des signaux analogiques vocaux ou vidéo et de les numériser avec un convertisseur analogique-numérique (A/N). Les données peuvent ensuite être transmises efficacement sous forme numérique et traitées par des ordinateurs et d'autres circuits numériques. ., , 1-4 Modulation et multiplexage, Modulation, Multiplexage, , BON À SAVOIR, Le multiplexage a été utilisé dans l'industrie de la musique pour créer un son stéréo. En radio stéréo, deux signaux sont transmis et reçus, un pour le canal sonore droit et un pour le canal sonore gauche. (Pour plus d'informations sur le multiplexage, voir Chap. 10.), , 8, , La modulation et le multiplexage sont des techniques électroniques permettant de transmettre efficacement des informations d'un endroit à un autre. La modulation rend le signal d'information plus compatible avec le support, et le multiplexage permet à plusieurs signaux d'être transmis simultanément sur un seul support. Les techniques de modulation et de multiplexage sont à la base de la communication électronique. Une fois que vous aurez maîtrisé les bases de ces techniques, vous comprendrez facilement le fonctionnement de la plupart des systèmes de communication modernes., , Transmission en bande de base, Avant de pouvoir être transmise, l'information ou le renseignement doit être converti en un signal électronique compatible avec le support. Par exemple, un microphone change la voix, les signaux (ondes sonores) en une tension analogique de fréquence et d'amplitude variables. Ce signal est ensuite transmis via des fils à un haut-parleur ou à un casque. C'est ainsi que fonctionne le système téléphonique. Une caméra vidéo génère un signal analogique qui représente les variations de lumière le long d'une ligne de balayage de l'image. Ce signal analogique est généralement transmis sur un câble coaxial. Binaire, Chapitre 1

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les données sont générées par un clavier relié à un ordinateur. L'ordinateur stocke les données et les traite d'une manière ou d'une autre. Les données sont ensuite transmises sur des câbles à des périphériques tels qu'une imprimante ou à d'autres ordinateurs via un réseau local. Que les informations d'origine ou les signaux de renseignement soient analogiques ou numériques, ils sont tous appelés signaux en bande de base. Dans un système de communication, les signaux d'information en bande de base peuvent être envoyés directement et, sans modification sur le support ou peuvent être utilisés pour moduler un support pour la transmission sur, le support. L'insertion des signaux vocaux, vidéo ou numériques d'origine directement dans le support est appelée transmission en bande de base. Par exemple, dans de nombreux systèmes téléphoniques et interphones, c'est la voix elle-même qui est placée sur les fils et transmise sur une certaine distance au récepteur. Dans la plupart des réseaux informatiques, les signaux numériques sont appliqués directement à des câbles coaxiaux ou à paires torsadées pour être transmis à un autre ordinateur. Dans de nombreux cas, les signaux en bande de base sont incompatibles avec le support. Bien qu'il soit théoriquement possible de transmettre des signaux vocaux directement par radio, en réalité c'est peu pratique. Par conséquent, le signal d'information en bande de base, qu'il soit audio, vidéo ou de données, est normalement utilisé pour moduler un signal haute fréquence appelé porteuse. Les porteuses à haute fréquence rayonnent dans l'espace plus efficacement que les signaux en bande de base eux-mêmes. Ces signaux sans fil sont constitués à la fois de champs électriques et magnétiques. Ces signaux électromagnétiques, capables de voyager dans l'espace sur de longues distances, sont également appelés ondes radiofréquences (RF), ou simplement ondes radio., , Transmission en bande de base, , Porteur, , Onde radiofréquence (RF) , , Transmission à large bande, la modulation est le processus par lequel un signal vocal, vidéo ou numérique en bande de base modifie un autre signal à fréquence plus élevée, la porteuse. Le processus est illustré à la Fig. 1-7. On dit que l'information ou le renseignement à envoyer est imprimé sur le transporteur. La porteuse est généralement une onde sinusoïdale générée par un oscillateur. La porteuse est envoyée à un circuit appelé modulateur avec le signal d'intelligence en bande de base. Le signal de renseignement change, le porteur d'une manière unique. La porteuse modulée est amplifiée et envoyée à l'antenne, pour émission. Ce processus est appelé transmission à large bande., Considérez l'expression mathématique commune pour une onde sinusoïdale :, υ 5 Vp sin (2πft 1 θ), , ou, , Transmission à large bande, , υ 5 Vp sin (ωt 1 θ), , où υ 5 valeur instantanée de la tension sinusoïdale, Vp 5 valeur de crête de l'onde sinusoïdale, f 5 fréquence, Hz, ω 5 vitesse angulaire 5 2πf, t 5 temps, s, ωt 5 2π ft 5 angle, rad (360° 5 2π rad) , Angle de phase θ 5, , Figure 1-7, , Modulation au niveau de l'émetteur., Signal en bande de base, , Microphone, Voix ou, autre, intelligence, , Porteuse modulée, , Amplificateur, Modulateur, , Antenne, , Porteuse haute fréquence , oscillateur, Amplificateur de puissance, , Introduction à la communication électronique, , 9

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Figure 1-8 Types de modulation. (a) Modulation d'amplitude. (b) Modulation de fréquence., , Onde modulante sinusoïdale (intelligence), , V, 0, , Signal modulant sinusoïdal (intelligence), , Temps, Temps, , Onde modulée en amplitude, , Temps, , Temps, , Variable, fréquence, sinusoïdale, porteuse, , sinusoïdale, non modulée, onde porteuse, , modulée en fréquence, onde, (b), , (a), , modulation d'amplitude (AM), modulation de fréquence (FM), , modulation de phase (PM), , décalage de fréquence modulation (FSK), modulation par déplacement de phase (PSK), modems, , Les trois façons de modifier l'onde porteuse sinusoïdale du signal en bande de base sont de faire varier son amplitude, de faire varier sa fréquence ou de faire varier son angle de phase. Les deux méthodes de modulation les plus courantes sont la modulation d'amplitude (AM) et la modulation de fréquence (FM). En AM, le signal d'information en bande de base appelé signal de modulation fait varier l'amplitude du signal porteur de fréquence supérieure, comme illustré à la Fig. 1-8(a). Cela change la partie Vp de l'équation. En FM, le signal d'information fait varier la fréquence de la porteuse, comme illustré à la Fig. 1-8(b). L'amplitude de la porteuse reste constante. FM fait varier la valeur de f dans le premier terme d'angle à l'intérieur des parenthèses. La variation de l'angle de phase produit une modulation de phase (PM). Ici, le second terme à l'intérieur des parenthèses (θ) est amené à varier du signal d'intelligence. La modulation de phase produit une modulation de fréquence ; par conséquent, le signal PM, ressemble en apparence à une porteuse modulée en fréquence. Deux exemples courants de transmission de données numériques par modulation sont donnés à la Fig. 1-9. Sur la Fig. 1-9(a), les données sont converties en tonalités à fréquence variable. C'est ce qu'on appelle la modulation par déplacement de fréquence (FSK). Dans la Fig. 1-9(b), les données introduisent un déphasage de 180º. C'est ce qu'on appelle la modulation par déplacement de phase (PSK). Des appareils appelés modems (modulateur-démodulateur) traduisent les données du numérique à l'analogique et inversement. FM et PM sont des formes de modulation d'angle. Au niveau du récepteur, la porteuse avec le signal intelligent est amplifiée puis démodulée pour extraire le signal de bande de base d'origine. Un autre nom pour le processus de démodulation est la détection. (Voir Fig. 1-10.), , Figure 1-9, Données binaires, , Transmission de données binaires sous forme analogique. (a) FSK. (b) PSK., 1, , Haute fréquence, onde sinusoïdale ou tonalité, , 0, , 1, , Tonalité basse fréquence, (a), , Déphasages de 180°, (b), , 10, , Chapitre 1

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Figure 1-10, , Récupération du signal d'intelligence au niveau du récepteur., , Modulé, signal, , Amplificateur RF, , Puissance AF, amplificateur, , Démodulateur ou, détecteur, , Haut-parleur, , Multiplexage, L'utilisation de la modulation permet également un autre technique, connue sous le nom de multiplexage, à utiliser., Le multiplexage est le processus permettant à deux signaux ou plus de partager le même support ou canal ; voir Fig. 1-11. Un multiplexeur convertit les signaux de bande de base individuels en un signal composite qui est utilisé pour moduler une porteuse dans l'émetteur. Au niveau du récepteur, le signal composite est récupéré au niveau du démodulateur, puis envoyé à un démultiplexeur où les signaux individuels en bande de base sont régénérés (voir Fig. 1-12)., Il existe trois types de base de multiplexage : la répartition en fréquence, la répartition dans le temps , et, division de code. Dans le multiplexage par répartition en fréquence, les signaux intelligents modulent les sous-porteuses sur différentes fréquences qui sont ensuite additionnées, et le signal composite est utilisé pour moduler la porteuse. Dans les réseaux optiques, le multiplexage par répartition en longueur d'onde (WDM) équivaut au multiplexage par répartition en fréquence pour le signal optique. Dans le multiplexage par répartition dans le temps, les multiples signaux d'intelligence sont échantillonnés séquentiellement et un petit morceau de chacun est utilisé pour moduler la porteuse. Si les signaux d'information sont échantillonnés assez rapidement, suffisamment de détails sont transmis pour qu'à l'extrémité réceptrice, le signal puisse être reconstruit avec une grande précision. Dans le multiplexage par répartition en code, les signaux à transmettre sont convertis en données numériques, qui sont ensuite codé de manière unique avec un code binaire plus rapide. Les signaux modulent une porteuse, sur la même fréquence. Tous utilisent simultanément le même canal de communication. Le codage unique est utilisé au niveau du récepteur pour sélectionner le signal souhaité., Figure 1-11, , Multiplexage par répartition en fréquence, , Multiplexage par répartition dans le temps, , Multiplexage au niveau de l'émetteur., Antenne, , Signal composite ou multiplexé, Multiple, bande de base, intelligence, signaux, , Multiplexeur, (MUX), , Modulateur, RF, puissance, amplificateur, , Porteur, oscillateur, , TX, , Figure 1-12, , Démultiplexage au niveau du récepteur., , Antenne, Récupéré, composite, signal, , RF, amplificateur, Démodulateur, , Démultiplexeur, (DEMUX), , Récupéré, bande de base, signaux, , RX, , Introduction à la communication électronique, , 11

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1-5 Le spectre électromagnétique, , Spectre électromagnétique, , Les ondes électromagnétiques sont des signaux qui oscillent ; c'est-à-dire que les amplitudes des champs électriques et magnétiques varient à une vitesse spécifique. Les intensités de champ fluctuent de haut en bas et la polarité s'inverse un certain nombre de fois par seconde. Les ondes électromagnétiques, varient de façon sinusoïdale. Leur fréquence est mesurée en cycles par seconde (cps) ou en hertz (Hz)., Ces oscillations peuvent se produire à une fréquence très basse ou à une fréquence extrêmement élevée., La gamme de signaux électromagnétiques englobant toutes les fréquences est appelée spectre., Tous les signaux électriques et électroniques qui rayonnent dans l'espace libre tombent dans le spectre électromagnétique. Ne sont pas inclus les signaux transportés par des câbles. Les signaux transportés par câble peuvent partager les mêmes fréquences de signaux similaires dans le spectre, mais ce ne sont pas des signaux radio. La Fig. 1-13 montre l'ensemble du spectre électromagnétique, donnant à la fois la fréquence et la longueur d'onde. Dans les gammes intermédiaires se trouvent les fréquences radio les plus couramment utilisées pour les communications bidirectionnelles, la télévision, les téléphones portables, les réseaux locaux sans fil, les radars et autres applications. À l'extrémité supérieure du spectre se trouvent l'infrarouge et la lumière visible. Fig. 1-14, est une liste des segments généralement reconnus dans le spectre utilisé pour les communications électroniques., , Fréquence et longueur d'onde, Un signal donné est situé sur le spectre de fréquences en fonction de sa fréquence et de sa longueur d'onde., , Fréquence. La fréquence est le nombre de fois qu'un phénomène particulier se produit dans une période de temps donnée. En électronique, la fréquence est le nombre de cycles d'une onde répétitive qui se produit dans une période de temps donnée. Un cycle consiste en deux inversions de polarité de tension, inversions de courant ou oscillations de champ électromagnétique. Les cycles se répètent, formant une vague continue mais répétitive. La fréquence est mesurée en cycles par seconde (cps). En électronique, l'unité de fréquence est le hertz, du nom du physicien allemand Heinrich, Hertz, qui fut un pionnier dans le domaine de l'électromagnétisme. Un cycle par seconde est égal, à un hertz, abrégé (Hz). Par conséquent, 440 cps 5 440 Hz., Fig. 1-15(a) montre une variation sinusoïdale de tension. Une alternance positive et une alternance négative forment un cycle. Si 2500 cycles se produisent en 1 s, la fréquence est de 2500 Hz., , Chapitre 1, , 1026 m (violet), , 1025 m, , 1023 m, , 1022 m, , 1024 m, , Rayons X,, rayons gamma ,, rayons cosmiques,, etc., , Ondes millimétriques, , 30 THz, , 3 THz, , 300 GHz, , 30 GHz, , 3 GHz, , 300 MHz, , 30 MHz, , VHF UHF SHF EHF, , Fréquence , , 12, , 1021 m, , 1m, , 10 m, , 102 m, HF, , 3 MHz, , MF, , 300 kHz, , LF, , 30 kHz, , VLF, , 103 m, , 104 m, , 105 m, VF, , 300 Hz, , 30 Hz, , ELF, , 3 kHz, , 106 m, , 107 m, , Longueur d'onde, , 0,4, , Ondes radio, , 1026 m (rouge), , Le spectre électromagnétique ., , 0,7, , Figure 1-13, , 1026 m (1 micron), , Fréquence, , Infrarouge, , Ultraviolet, Visible, lumière, , Le spectre optique

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Figure 1-14, , Le spectre électromagnétique utilisé dans les communications électroniques., Fréquence, , Nom, , Fréquences extrêmement basses, 30–300 Hz, (ELF), 300–3000 Hz, Fréquences vocales (VF), 3–30 kHz, Très basses fréquences (VLF), 30–300 kHz, Basses fréquences (LF), 300 kHz–3 MHz, Moyennes fréquences (MF), 3–30 MHz, Hautes fréquences (HF), 30–300 MHz, Très hautes fréquences ( VHF), Ultra hautes fréquences (UHF) 300 MHz–3 GHz, 3–30 GHz, Super hautes fréquences (SHF), Extrêmement hautes fréquences, 30–300 GHz, (EHF), —, Infrarouge, —, Le spectre visible ( lumière), , Longueur d'onde, 107⫺106 m, 106⫺105 m, 105⫺104 m, 104⫺103 m, 103⫺102 m, 102⫺101 m, 101⫺1 m, 1⫺10⫺1 m, 10⫺ 1⫺10⫺2 m, 10⫺2⫺10⫺3 m, 0,7⫺10 ␮m, 0,4⫺0,8 ␮m, , Unités de mesure et abréviations :, kHz ⫽ 1000 Hz, 6, MHz ⫽ 1000 kHz ⫽ 1 ⫻ 10 ⫽ 1 000 000 Hz, 6, GHz ⫽ 1 000 MHz ⫽ 1 ⫻ 10 ⫽ 1 000 000 kHz, 9, ⫽ 1 ⫻ 10 ⫽ 1 000 000 000 Hz, m ⫽ mètre, 1, ␮ m ⫽ micromètre ⫽, m ⫽ 1 ⫻ 10⫺6 m, 1 000 000, , Les préixes représentant des puissances de 10 sont souvent utilisés pour exprimer des fréquences. Les préixes les plus fréquemment utilisés sont les suivants :, k 5 kilo 5 1000 5 103, M 5 mega 5 1 000 000 5 106, G 5 giga 5 1 000 000 000 5 109, T 5 tera 5 1 000 000 000 000 5 1012, Ainsi, 1 000 Hz 5 1 kHz (kilohertz). Une fréquence de 9 000 000 Hz est plus communément exprimée en 9 MHz (mégahertz). Un signal avec une fréquence de 15 700 000 000 Hz est écrit 15,7 GHz (gigahertz)., , Longueur d'onde. La longueur d'onde est la distance occupée par un cycle d'onde, et elle, PIONNIERS DE L'ÉLECTRONIQUE, En 1887, le physicien allemand Heinrich Hertz fut le premier à démontrer l'effet du rayonnement électromagnétique à travers l'espace. La distance de transmission n'était que de quelques pieds, mais cette transmission a prouvé que les ondes radio pouvaient voyager d'un endroit à un autre sans avoir besoin de fils de connexion. Hertz, a également prouvé que les ondes radio, bien qu'invisibles, voyagent à la même vitesse que les ondes lumineuses., (Grob/Schultz, Basic Electronics,, 9th ed., Glencoe/McGraw-Hill,, 2003, p. 4), , La longueur d'onde, , est généralement exprimée en mètres. Un mètre (m) est égal à 39,37 pouces (un peu plus de 3 pieds, ou, , Figure 1-15, , Fréquence et longueur d'onde. (a) Un cycle. (b) Une longueur d'onde., , Altération positive, 1 longueur d'onde, ⫹ , , 0, Distance, mètres, , Temps (t), secondes, , ⫺, 1 cycle, , Altération négative, , 1 longueur d'onde, , (a), , (b), , Introduction à la communication électronique, , 13

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1 m). La longueur d'onde est mesurée entre des points identiques sur des cycles successifs d'une onde, comme le montre la figure 1-15(b). Si le signal est une onde électromagnétique, une longueur d'onde est la distance qu'un cycle occupe dans l'espace libre. C'est la distance entre les crêtes ou les vallées adjacentes des champs électriques et magnétiques constituant l'onde. La longueur d'onde est également la distance parcourue par une onde électromagnétique pendant le temps, d'un cycle. Les ondes électromagnétiques se propagent à la vitesse de la lumière, soit 299 792 800 m/s. La vitesse de la lumière et des ondes radio dans le vide ou dans l'air est généralement arrondie à 300 000 000 m/s (3 3 108 m/s), soit 186 000 mis. La vitesse de transmission dans les médias, comme un câble est moins., La longueur d'onde d'un signal, qui est représenté par la lettre grecque λ (lambda), est, calculée en divisant la vitesse de la lumière par la fréquence f de l'onde dans hertz :, λ 5 300 000 000/f. Par exemple, la longueur d'onde d'un signal de 4 000 000 Hz est, λ 5 300 000 000/4 000 000 5 75 m, , Signal à très haute fréquence, longueur d'onde, , Si la fréquence est exprimée en mégahertz, la formule peut être simplifiée en λ(m) 5 300/f (MHz) ou λ(ft) 5 984 f (MHz)., Le signal de 4 000 000 Hz peut être exprimé en 4 MHz. Par conséquent, λ 5 300/4 5 75 m. Une longueur d'onde de 0,697 m, comme dans la deuxième équation de l'exemple 1-1, est connue comme étant une longueur d'onde de signal à très haute fréquence. Les longueurs d'onde de très haute fréquence sont, parfois exprimées en centimètres (cm). Puisque 1 m est égal à 100 cm, nous pouvons exprimer la longueur d'onde de 0,697 m dans l'exemple 1-1 comme 69,7, soit environ 70 cm., , Exemple 1-1, Trouver les longueurs d'onde de (a) a 150 MHz, ( b ) un signal de 430 MHz, (c) un signal de 8 MHz, et (d) un signal de 750 kHz., a. λ 5, , 300 000 000, 300, 5, 52m, 150 000 000, 150, , b. λ 5, , 300, 5 0,697 m, 430, , 300, 5 37,5 m, 8, d. Pour Hz (750 kHz 5 750 000 Hz) :, c. λ 5, , 300 000 000, 5 400 m, 750 000, Pour MHz (750 kHz 5 0,75 MHz) :, 300, λ5, 5 400 m, 0,75, λ5, , Si la longueur d'onde d'un signal est connue ou mesurable, la fréquence du signal peut être calculée en réarrangeant la formule de base f 5 300/λ. Ici, f est en mégahertz et λ est en mètres. Par exemple, un signal d'une longueur d'onde de 14,29 m a une fréquence de f 5 300/14,29 5 21 MHz., , 14, , Chapitre 1

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Exemple 1-2, Un signal avec une longueur d'onde de 1,5 m a une fréquence de, f5, , 300, 5 200 MHz, 1,5, , Exemple 1-3, Un signal parcourt une distance de 75 pieds dans le temps qu'il faut pour terminer 1 cycle. Quelle est, sa fréquence ?, 1 m 5 3,28 ft, 75 ft, 5 22,86 m, 3,28, 300, f5, 5 13,12 MHz, 22,86, , Exemple 1-4, Les crêtes maximales d'une onde électromagnétique sont séparées par une distance de 8 po. Quelle est la fréquence en mégahertz ? En gigahertz?, 1 m 5 39,37 pouces, 8, 8 pouces 5, 5 0,203 m, 39,37, 300, f5, 5 1477,8 MHz, 0,203, 1477,8, 5 1,4778 GHz, 103, , Gammes de fréquences de 30 Hz à 300 GHz, Aux fins de classification, le spectre de fréquences électromagnétiques est divisé en segments, comme illustré à la Fig. 1-13. Les caractéristiques du signal et les applications pour chaque segment sont décrites dans les paragraphes suivants., , Fréquences extrêmement basses. Les fréquences extrêmement basses (ELF) se situent entre 30 et 300 Hz. Il s'agit notamment des fréquences des lignes électriques en courant alternatif (50 et 60 Hz sont courantes), ainsi que des fréquences situées dans le bas de la plage audio humaine., , Introduction à la communication électronique, , Fréquence extrêmement basse (ELF), , 15

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Fréquence vocale (VF), , Fréquences vocales. Les fréquences vocales (VF) sont comprises entre 300 et 3000 Hz. C'est la gamme normale de la parole humaine. Bien que l'ouïe humaine s'étende d'environ 20 à 20 000 Hz, la plupart des sons intelligibles se produisent dans la gamme VF., , Très basse fréquence (VLF), , Très basses fréquences. Les très basses fréquences (VLF) s'étendent de 9 kHz à 30 kHz et incluent l'extrémité supérieure de la plage d'audition humaine jusqu'à environ 15 ou 20 kHz. De nombreux instruments de musique produisent des sons dans cette gamme ainsi que dans les gammes ELF et VF. La gamme VLF est également utilisée dans certaines communications gouvernementales et militaires. Par exemple, la transmission radio VLF est utilisée par la marine pour communiquer avec les sous-marins., , Basse fréquence (LF), Sous-porteuse, , Moyenne fréquence (MF), , Basses fréquences. Les basses fréquences (BF) se situent entre 30 et 300 kHz. Les principaux services de communication utilisant cette gamme sont dans la navigation aéronautique et maritime. Les fréquences de cette gamme sont également utilisées comme sous-porteuses, signaux qui sont modulés par les informations en bande de base. Habituellement, deux sous-porteuses ou plus sont ajoutées et la combinaison est utilisée pour moduler la porteuse haute fréquence finale., , Fréquences moyennes. Les fréquences moyennes (MF) se situent dans la plage de 300 à 3000 kHz (0,3 à 3,0 MHz). La principale application des fréquences dans cette gamme est la radio AM, diffusion (535 à 1605 kHz). D'autres applications dans cette gamme sont diverses radiocommunications marines et amateurs., , Haute fréquence (HF), , Hautes fréquences. Les hautes fréquences (HF) sont comprises entre 3 et 30 MHz. Ce sont les fréquences généralement appelées ondes courtes. Toutes sortes de diffusion simplex et de communication radio bidirectionnelle semi-duplex ont lieu dans cette gamme. Les émissions de Voice of America et de la British Broadcasting Company se produisent dans cette gamme., Les services gouvernementaux et militaires utilisent ces fréquences pour la communication bidirectionnelle., Un exemple est la communication diplomatique entre les ambassades. Radio amateur et CB, les communications se produisent également dans cette partie du spectre., , Très haute fréquence (VHF), , Très Hautes Fréquences. Les très hautes fréquences (VHF) englobent la gamme de 30 à 300 MHz. Cette gamme de fréquences populaire est utilisée par de nombreux services, notamment la radio mobile, les communications maritimes et aéronautiques, la radiodiffusion FM (88 à 108 MHz) et la télévision, canaux 2 à 13. Les radioamateurs disposent également de nombreuses bandes dans cette gamme de fréquences., , Ultrahaute fréquence (UHF), , Ultrahaute fréquence. Les ultra-hautes fréquences (UHF) englobent la gamme de 300 à 3000 MHz. Ceci aussi est une partie largement utilisée du spectre de fréquences. Il comprend les canaux de télévision UHF 14 à 51, et il est utilisé pour les communications mobiles terrestres et les services tels que les téléphones cellulaires ainsi que pour les communications militaires., Certains services de radar et de navigation occupent cette partie du spectre de fréquences, et, les radioamateurs ont également des bandes dans cette gamme., , Micro-ondes et SHF. Les fréquences comprises entre 1 000 MHz (1 GHz) et 30 GHz, micro-ondes, super haute fréquence (SHF), , extrêmement haute fréquence (EHF), ondes millimétriques, , sont appelées micro-ondes. Les fours à micro-ondes fonctionnent généralement à 2,45 GHz. Les très hautes fréquences (SHF) sont comprises entre 3 et 30 GHz. Ces fréquences micro-ondes sont largement utilisées pour les communications par satellite et les radars. Les réseaux locaux sans fil (LAN) et de nombreux systèmes de téléphonie cellulaire occupent également cette région., , Fréquences extrêmement élevées. Les fréquences extrêmement hautes (EHF) s'étendent de 30 à 300 GHz. Les signaux électromagnétiques avec des fréquences supérieures à 30 GHz sont appelés ondes millimétriques. L'équipement utilisé pour générer et recevoir des signaux dans cette gamme est extrêmement, complexe et coûteux, mais cette gamme est de plus en plus utilisée pour les communications par satellite, la téléphonie, les données informatiques, les réseaux cellulaires à courte distance et certains radars spécialisés., Fréquences entre 300 GHz et le spectre optique. Cette partie du spectre est pratiquement inhabitée. C'est un croisement entre RF et optique. Le manque de matériel et de composants limite son utilisation., , 16, , Chapitre 1

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Le spectre optique, juste au-dessus de la région des ondes millimétriques, se trouve ce qu'on appelle le spectre optique, la région occupée par les ondes lumineuses. Il existe trois différents types d'ondes lumineuses : infrarouge, visible et ultraviolet., , La tablette est devenue un appareil de communication populaire grâce au Wi-Fi et aux liaisons cellulaires., , Infrarouge. La région infrarouge est prise en sandwich entre les fréquences radio les plus élevées (c'est-à-dire les ondes millimétriques) et la partie visible du spectre électromagnétique. L'infrarouge occupe la plage comprise entre environ 0,1 millimètre (mm) et 700 nanomètres (nm), soit 100 à 0,7 micromètre (μm). Un micromètre est un millionième d'un mètre. Les longueurs d'onde infrarouges sont souvent exprimées en micromètres ou en nanomètres. Le rayonnement infrarouge est généralement associé à la chaleur. L'infrarouge est produit par les ampoules, notre corps et tout équipement physique qui génère de la chaleur. Les signaux infrarouges peuvent également être générés par des types spéciaux de diodes électroluminescentes (DEL) et de lasers., Les signaux infrarouges sont utilisés pour divers types de communication particuliers. Par exemple, l'infrarouge est utilisé en astronomie pour détecter les étoiles et d'autres corps physiques dans l'univers, et pour guider les armes, les systèmes, où la chaleur émise par les avions ou les missiles peut être captée par des détecteurs infrarouges et utilisée pour guider les missiles vers cibles., L'infrarouge est également utilisé dans la plupart des nouvelles télécommandes de téléviseur où des signaux codés spéciaux sont transmis par une LED infrarouge au téléviseur, au récepteur dans le but de changer de chaîne, de régler le volume et d'effectuer d'autres fonctions. L'infrarouge est la base de toutes les communications iberoptiques. Les signaux infrarouges ont de nombreuses propriétés identiques à celles des signaux du spectre visible. Les dispositifs optiques tels que les lentilles et les miroirs sont souvent utilisés pour traiter et manipuler les signaux infrarouges, et la lumière infrarouge est le signal généralement propagé sur les câbles iber-optiques., , Le spectre visible. Juste au-dessus de la région infrarouge se trouve le spectre visible que nous appelons habituellement la lumière. La lumière est un type spécial de rayonnement électromagnétique qui a une longueur d'onde comprise entre 0,4 et 0,8 µm (400 à 800 nm). Les longueurs d'onde lumineuses sont généralement exprimées en termes d'angströms (Å). Un angström est un dix-millième de micromètre ; par exemple, 1 Å 5 10210 m. La gamme visible est d'environ 8000 Å, (rouge) à 4000 Å (violet). Le rouge est une lumière à basse fréquence ou à longue longueur d'onde, tandis que le violet est une lumière à haute fréquence ou à courte longueur d'onde., La lumière est utilisée pour divers types de communication. Les ondes lumineuses peuvent être modulées et transmises à travers des fibres de verre, tout comme les signaux électriques peuvent être transmis sur des fils. Le grand avantage des signaux d'ondes lumineuses est que leur très haute fréquence leur donne la capacité de traiter une énorme quantité d'informations. C'est-à-dire que la bande passante des signaux en bande de base peut être très large. Les signaux lumineux peuvent également être transmis à travers l'espace libre. Divers types de systèmes de communication ont été créés à l'aide d'un laser qui génère un faisceau lumineux à une fréquence visible spécifique. Les lasers génèrent un faisceau de lumière extrêmement étroit, qui est facilement modulé avec des informations vocales, vidéo et de données., , Ultraviolet. La lumière ultraviolette (UV) couvre la gamme d'environ 4 à 400 nm. Les ultraviolets générés par le soleil sont à l'origine des coups de soleil. L'ultraviolet est également généré par le mercure, les lampes à vapeur et certains autres types de lumières telles que les lampes fluorescentes et les lampes solaires., L'ultraviolet n'est pas utilisé pour la communication; son utilisation principale est médicale. Au-delà de la région visible se trouvent les rayons X, les rayons gamma et les rayons cosmiques. Ce sont toutes des formes de rayonnement électromagnétique, mais elles ne figurent pas dans les systèmes de communication et ne sont pas couvertes ici., Introduction à la communication électronique, , Spectre optique, Région infrarouge, Spectre visible, Lumière, , BON À SAVOIR, Bien qu'il soit coûteux à construire, un réseau à fibre optique ou sans fil, desservir chaque utilisateur supplémentaire est rentable. Plus un réseau compte d'utilisateurs, plus le coût global est faible., , Lumière ultraviolette (UV), , 17

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1-6 Bande passante, Bande passante (BW), , La bande passante (BW) est la partie du spectre électromagnétique occupée par un signal. C'est aussi la plage de fréquences sur laquelle fonctionne un récepteur ou un autre circuit électronique. Plus précisément, la bande passante est la différence entre la fréquence supérieure et la fréquence inférieure, les limites du signal ou la plage de fonctionnement de l'équipement. La Fig. 1-16 montre la bande passante de la gamme de fréquences vocales de 300 à 3000 Hz. La fréquence supérieure est f2 et la fréquence inférieure est f1. La bande passante est alors, BW 5 f2 2 f1, , Exemple 1-5, Une gamme de fréquences couramment utilisée est de 902 à 928 MHz. Quelle est la largeur de cette bande ?, f1 5 902 MHz, , f2 5 928 MHz, , BW 5 f2 2 f1 5 928 2 902 5 26 MHz, , Exemple 1-6, Un signal de télévision occupe une bande passante de 6 MHz. Si la limite basse fréquence du canal 2 est de 54 MHz, quelle est la limite haute fréquence ?, BW 5 54 MHz, , f1 5 6 MHz, , BW 5 f1 2 f2, f2 5 BW 1 f1 5 6 1 54 5 60 MHz, , Bande passante du canal, Bande latérale, , Lorsque l'information est modulée sur une porteuse quelque part dans le spectre électromagnétique, le signal résultant occupe une petite partie du spectre entourant la fréquence porteuse. Le processus de modulation entraîne la génération d'autres signaux, appelés bandes latérales, à, , Figure 1-16, , La bande passante est la plage de fréquences sur laquelle l'équipement fonctionne ou la partie du spectre occupée par le signal. C'est la voix, bande passante de fréquence., BW ⫽ f2 ⫺ f1, ⫽ 3000 ⫺ 300, ⫽ 2700 Hz, Bande passante, (BW), , f1 ⫽ 300 Hz, Spectre de fréquence, , 18, , Chapitre 1, , f2 ⫽ 3000 hertz

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fréquences supérieures et inférieures à la fréquence porteuse d'une quantité égale à la fréquence de modulation. Par exemple, en diffusion AM, des signaux audio jusqu'à 5 kHz peuvent être transmis. Si la fréquence porteuse est de 1000 kHz ou 1 MHz et que la fréquence de modulation est de 5 kHz, des bandes latérales seront produites à 1000 2 5 5 995 kHz et à 1000 1 5 5 1005 kHz. En d'autres termes, le processus de modulation génère d'autres signaux qui occupent de l'espace spectral., Ce n'est pas seulement la porteuse à 1000 kHz qui est transmise. Ainsi, le terme bande passante fait référence à la gamme de fréquences contenant les informations. Le terme bande passante du canal fait référence à la gamme de fréquences nécessaires pour transmettre les informations souhaitées., La bande passante du signal AM décrit ci-dessus est la différence entre les fréquences de transmission les plus élevées et les plus basses : BW 5 1005 kHz 2 995 kHz 5 10 kHz. Dans ce cas, la bande passante du canal est de 10 kHz. Un signal de diffusion AM occupe donc un morceau de 10 kHz du spectre. Les signaux transmis sur la même fréquence ou sur des fréquences qui se chevauchent interfèrent bien sûr les uns avec les autres. Ainsi, un nombre limité de signaux peut être transmis dans le spectre de fréquence. Au fur et à mesure que les activités de communication se sont développées au fil des ans, il y a eu une demande continue pour davantage de canaux de fréquence sur lesquels la communication peut être transmise. Cela a provoqué une poussée pour le développement d'équipements qui fonctionnent à des fréquences plus élevées. Avant la Seconde Guerre mondiale, les fréquences supérieures à 1 GHz étaient pratiquement inutilisées, car il n'y avait pas de composants électroniques adaptés pour générer des signaux à ces fréquences. Mais les développements technologiques au fil des ans nous ont donné de nombreux composants micro-ondes, tels que les klystrons, les magnétrons et tubes à ondes progressives et aujourd'hui transistors, circuits intégrés et autres dispositifs à semi-conducteurs qui fonctionnent régulièrement dans la gamme des micro-ondes. signal de, une largeur de bande donnée représente un plus petit pourcentage du spectre aux fréquences supérieures qu'aux fréquences inférieures. Par exemple, à 1 000 kHz, le signal AM de 10 kHz de large décrit précédemment représente 1 % du spectre :, 10 kHz, 3 100, 1 000 KHz, 5 1 %, , % du spectre 5, , Mais à 1 GHz , ou 1 000 000 kHz, cela ne représente qu'un millième de 1 % :, 10 kHz, 3 100, 1 000 000 kHz, 5 0,001 %, En pratique, cela signifie qu'il y a beaucoup plus de canaux de 10 kHz aux fréquences supérieures qu'aux les basses fréquences. En d'autres termes, il y a plus d'espace spectral pour les signaux d'information aux fréquences plus élevées. Les fréquences plus élevées permettent également d'utiliser des signaux à bande passante plus large. Un signal TV, par exemple, occupe une largeur de bande de 6 MHz. Un tel signal ne peut pas être utilisé pour moduler une porteuse, dans les gammes MF ou HF, car il utiliserait tout l'espace spectral disponible. Les signaux de télévision sont transmis dans les parties VHF et UHF du spectre, où un espace suffisant est disponible. , Aujourd'hui, pratiquement tout le spectre de fréquences entre environ 30 kHz et 30 GHz a été parlé. Certaines zones ouvertes et certaines parties du spectre ne sont pas très utilisées, mais pour la plupart, le spectre est rempli d'activités de communication, de toutes sortes générées de partout dans le monde. Il existe une énorme concurrence pour ces fréquences, non seulement entre les entreprises, les particuliers et les services gouvernementaux des transporteurs individuels, mais aussi entre les différentes nations du monde. Le spectre électromagnétique est l'une de nos ressources naturelles les plus précieuses. Pour cette raison, la communication et l'ingénierie se consacrent à tirer le meilleur parti de ce spectre infini. Des efforts considérables sont consacrés au développement de techniques de communication qui minimiseront la bande passante nécessaire pour transmettre des informations données et ainsi conserver l'espace du spectre., % du spectre 5, , Introduction à la communication électronique, , BON À SAVOIR, The Federal Communications, Commission (FCC) a été créé en 1934 pour réglementer les communications interétatiques et étrangères. L'une des principales fonctions de la FCC est d'attribuer des bandes de fréquences et de définir des limites de puissance de diffusion pour différents types d'opérations de radio et de télévision. La FCC surveille également, diffuse pour détecter les opérations sans licence et les violations techniques. En plus des stations de télévision et de radio, la FCC autorise environ 50 millions d'émetteurs exploités par des particuliers, des entreprises, des navires et des avions, des services d'urgence et, systèmes téléphoniques. La politique de la FCC est établie par cinq commissaires qui sont nommés par le président pour un mandat de cinq ans., , 19

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Cela offre plus de place pour des canaux de communication supplémentaires et donne à d'autres services ou utilisateurs la possibilité d'en profiter. De nombreuses techniques décrites plus loin dans ce livre ont évolué dans le but de minimiser la bande passante de transmission., , Gestion du spectre, , Administration nationale des télécommunications et de l'information (NTIA), Union internationale des télécommunications (UIT), , Gouvernements des États-Unis et d'autres pays ont reconnu très tôt que le spectre des fréquences était une ressource naturelle précieuse et inite et ont donc créé des agences pour contrôler l'utilisation du spectre. Aux États-Unis, le Congrès a adopté la loi sur les communications de 1934. Cette loi et ses divers amendements ont établi des réglementations pour l'utilisation de l'espace du spectre. Il a également créé la Federal Communications Commission (FCC), un organisme de réglementation dont la fonction est d'allouer l'espace du spectre, de délivrer des licences, d'établir des normes et de contrôler les ondes. La Loi sur les télécommunications de 1996 a également fortement influencé l'utilisation du spectre. La FCC contrôle toutes les communications téléphoniques et radio dans ce pays et, en général, réglemente toutes les émissions électromagnétiques. L'Administration nationale des télécommunications et de l'information (NTIA) remplit une fonction similaire pour les services gouvernementaux et militaires. D'autres pays ont des organisations similaires., L'Union internationale des télécommunications (UIT), une agence des Nations Unies dont le siège est à Genève, en Suisse, comprend 189 pays membres, qui se réunissent à intervalles réguliers pour promouvoir la coopération et négocier les intérêts nationaux., Typique de ces réunions sont les Conférences administratives mondiales des radiocommunications, qui se tiennent environ tous les deux ans. Divers comités de l'UIT établissent des normes pour divers domaines du domaine de la communication. L'UIT réunit les différents pays, pour discuter de la répartition et du partage du spectre des fréquences. Étant donné que de nombreux signaux générés dans le spectre ne portent pas sur de longues distances, les pays peuvent utiliser ces fréquences simultanément sans interférence. D'autre part, certaines plages du spectre de fréquences peuvent littéralement transporter des signaux dans le monde entier. Par conséquent, les pays doivent négocier entre eux pour coordonner l'utilisation de diverses parties du spectre haute fréquence afin d'éviter les interférences mutuelles. assurer la compatibilité entre les équipements de transmission et de réception dans les systèmes de communication. Bien que les concepts de communication soient simples, il existe évidemment de nombreuses façons d'envoyer et de recevoir des informations. Diverses méthodes sont utilisées pour moduler, multiplexer et autrement traiter les informations à transmettre. Si chaque système utilisait différentes méthodes créées au gré de l'ingénieur concepteur, les systèmes seraient incompatibles les uns avec les autres et aucune communication ne pourrait avoir lieu. Dans le monde réel, des normes sont établies et suivies afin que, lorsque l'équipement est conçu et construit, la compatibilité soit assurée. Le terme utilisé pour décrire la capacité de l'équipement d'un fabricant à fonctionner de manière compatible avec celui d'un autre est l'interopérabilité. Les normes sont des descriptions détaillées des principes de fonctionnement, des plans de construction et des méthodes de mesure qui définissent l'équipement de communication. Certaines des spécifications couvertes sont les méthodes de modulation, la fréquence de fonctionnement, les méthodes de multiplexage, la longueur des mots et les formats de bits, les vitesses de transmission des données, les méthodes de codage de ligne et les types de câbles et de connecteurs. Ces normes sont établies et maintenues par de nombreuses organisations à but non lucratif à travers le monde. Des comités composés d'individus de l'industrie et du milieu universitaire se réunissent pour établir et convenir des normes, qui sont ensuite publiées pour que d'autres puissent les utiliser., D'autres comités examinent, révisent et améliorent les normes au fil du temps, à mesure que les besoins changent., En travaillant dans le domaine de la communication, vous rencontrerez régulièrement de nombreuses normes différentes. Par exemple, il existe des normes pour la transmission téléphonique longue distance, les cellulaires numériques, les téléphones, les réseaux locaux et les modems informatiques. La liste ci-dessous répertorie les organisations qui maintiennent des normes pour les systèmes de communication. Pour plus de détails, rendez-vous sur le site Web correspondant., American National Standards Institute (ANSI)—www.ansi.org, Electronic Industries Alliance (EIA)—www.eia.org, , 20, , Chapitre 1

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Institut européen des normes de télécommunications (ETSI)—www.etsi.org, Institut des ingénieurs électriciens et électroniciens (IEEE)—www.ieee.org, Union internationale des télécommunications (UIT)—www.itu.org, Groupe de travail sur l'ingénierie Internet (IETF) —www.ietf.org, Optical Internetworking Forum (IF)—www.oiforum.com, Telecommunications Institute of America (TIA)—www.tiaonline.org, , 1-7 A Survey of Communication, Applications, The applications of electronic techniques à la communication sont si courants et omniprésents que vous connaissez déjà la plupart d'entre eux. Vous utilisez le téléphone, écoutez la radio et regardez la télévision. Vous utilisez également d'autres formes de communication électronique, telles que les cellulaires, les téléphones, les radios amateurs, les radios CB et familiales, les réseaux domestiques sans fil pour l'accès à Internet, les SMS, le courrier électronique et les ouvre-portes de garage télécommandés. Fig. 1-17 répertorie toutes les diverses applications majeures de la communication électronique., , Figure 1-17, , Applications de la communication électronique., , SIMPLEX (SENS UNIQUE), 1. Radiodiffusion AM et FM. Les stations diffusent de la musique, des actualités, des bulletins météorologiques et des programmes de divertissement et d'information. Il comprend les ondes courtes., 2. Radio numérique. Il y a à la fois par satellite et terrestre., La programmation radio est transmise au format numérique., 3. Diffusion télévisée. Les stations diffusent des programmes de divertissement, d'information et d'éducation par la radio., 4. Télévision numérique (DTV). La transmission radio de la programmation télévisuelle est effectuée par des méthodes numériques, à la fois par satellite et terrestres, par exemple, la télévision haute définition (HDTV) et le protocole Internet, la télévision (IPTV)., 5. Télévision par câble. Les films, événements sportifs et autres programmes sont distribués aux abonnés par câble optique et coaxial. 6. Télécopieur. Le matériel visuel imprimé est transmis sur des lignes téléphoniques. Un télécopieur, ou télécopieur, numérise un document et le convertit en signaux électroniques qui sont envoyés sur le système téléphonique pour reproduction, sous forme imprimée par un autre télécopieur. Les télécopies peuvent également être envoyées à partir d'un ordinateur., 7. Télécommande sans fil. Cette catégorie comprend un appareil qui contrôle n'importe quel élément à distance par radio ou infrarouge. Des exemples sont des missiles, des satellites, des robots, des jouets et d'autres véhicules ou des usines ou des stations éloignées. Un dispositif d'entrée sans clé à distance, un garage, un ouvre-porte et la télécommande de votre téléviseur sont d'autres exemples., 8. Internet des objets (IoT). La surveillance ou le contrôle d'appareils, d'appareils électroménagers et d'autres éléments à distance, dans une maison, un bureau ou une autre installation, est généralement réalisé par une combinaison de connectivité sans fil et Internet., 9. Services de navigation et de radiogoniométrie. Les stations spéciales transmettent des signaux qui peuvent être captés par des récepteurs dans le but d'identifier l'emplacement exact (latitude et longitude) ou de déterminer la direction et/ou la distance d'une station. De tels systèmes emploient à la fois des stations terrestres et des stations satellites. Les services sont principalement utilisés par les bateaux et les navires ou les avions, bien que des systèmes pour les voitures et les camions soient en cours de développement. Le système de positionnement global (GPS), qui utilise 24 satellites, est le plus largement utilisé., 10. Télémétrie. Les mesures sont transmises sur une longue distance. Les systèmes de télémétrie utilisent des capteurs pour déterminer les conditions physiques (température, pression, faible, taux, tensions, fréquence, etc.) à un emplacement distant., Les capteurs modulent un signal porteur qui est envoyé par fil ou radio à un récepteur distant qui stocke et/ou, affiche les données pour analyse. Les exemples sont les satellites, les fusées, les pipelines, les usines et les usines., (suite à la page suivante), , Introduction à la communication électronique, , 21

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Figure 1-17, , (suite), , 11. Radioastronomie. Les signaux radio, y compris l'infrarouge, sont émis par pratiquement tous les corps célestes tels que les étoiles et les planètes. Avec l'utilisation de grandes antennes directionnelles et de récepteurs sensibles à gain élevé, ces signaux peuvent être captés et utilisés pour tracer des étoiles, des emplacements et étudier l'univers. La radioastronomie est une alternative et un complément à l'astronomie optique traditionnelle., , 17. Radar. Cette forme spéciale de communication utilise des signaux micro-ondes réfléchis pour détecter les navires, les avions et les missiles et pour déterminer leur portée, leur direction et leur vitesse., La plupart des radars sont utilisés dans des applications militaires, mais les avions civils et marins les services l'utilisent également. Police, utilisez le radar pour la détection et l'application de la vitesse., , 12. Surveillance. La surveillance signifie une surveillance discrète, ou « espionnage ». Les techniques électroniques sont largement utilisées par les forces de police, les gouvernements, l'armée, les entreprises et l'industrie, et d'autres pour recueillir des informations dans le but d'obtenir un avantage concurrentiel. stations, et reconnaissance, avions et satellites., , 18. Sonar. Dans les communications sous-marines, les signaux audibles en bande de base utilisent l'eau comme moyen de transmission. Les sous-marins et les navires utilisent un sonar pour détecter la présence de sous-marins ennemis. Le sonar passif utilise des récepteurs audio pour capter l'eau, l'hélice et d'autres bruits. Le sonar actif est comme un radar sous-marin avec lequel les réflexions d'une impulsion ultrasonore transmise sont utilisées pour déterminer la direction, la portée et la vitesse d'une cible sous-marine., , 13. Services de musique. La musique de fond continue est transmise pour les cabinets médicaux, les magasins, les ascenseurs, etc. par les stations de radio FM locales sur des sous-porteuses spéciales à haute fréquence qui ne peuvent pas être captées par les récepteurs FM conventionnels., , 19. Radio amateur. Il s'agit d'un passe-temps pour les particuliers, intéressés par la communication radio. Les particuliers peuvent devenir des « jambons » autorisés à construire et à exploiter un équipement radio bidirectionnel pour la communication personnelle avec d'autres jambons., , 14. Radio et vidéo Internet. La musique et la vidéo sont diffusées sur un ordinateur via Internet., , 20. Radio citoyenne. La radio à bande citoyenne (CB) est un service spécial que tout individu peut utiliser pour des communications personnelles avec d'autres. La plupart des radios CB sont utilisées dans les camions et les voitures pour échanger des informations sur les conditions de circulation, les radars et les urgences., , DUPLEX (DEUX VOIES), 15. Téléphones. La communication verbale en tête-à-tête est transmise sur les vastes réseaux téléphoniques mondiaux, en utilisant le fil, la fibre optique, la radio et les satellites., a. Les téléphones sans fil offrent une communication sans fil à courte distance pour une commodité sans fil., b. Les téléphones portables fournissent des communications sans fil dans le monde entier via des combinés et des stations de base et le système téléphonique filaire. En plus de la voix, les communications, les téléphones portables facilitent l'e-mail, l'accès à Internet, le service de messagerie instantanée, la vidéo et les jeux., c. Les téléphones Internet, connus sous le nom de voix sur les téléphones à protocole Internet (VoIP), utilisent des services à haut débit et à large bande (câble, DSL, sans fil, iber), sur Internet pour fournir des communications vocales numériques., d. Les téléphones satellites utilisent des satellites en orbite terrestre basse pour fournir un service vocal mondial à partir de n'importe quel emplacement distant sur la terre., 16. Radio bidirectionnelle. Les communications commerciales, industrielles et gouvernementales sont transmises entre les véhicules, les unités portables et les stations de base., Les exemples incluent la police, l'incendie, les taxis, les services forestiers, les entreprises de camionnage, les avions, la marine, l'armée et le gouvernement., , 22 , , Chapitre 1, , 21. Service de radio familiale. Il s'agit d'une communication personnelle bidirectionnelle avec des unités portatives sur de courtes distances (, 2 mi)., 22. L'Internet. Les interconnexions mondiales via les réseaux iberoptiques, les entreprises de télécommunications, les câblodistributeurs, les entreprises de télévision, les fournisseurs de services Internet et autres, fournissent un accès au World Wide Web (WWW) à des millions de sites Web et de pages et de courrier électronique (e-mail)., 23. Wide- Réseaux de zone (WAN). Les réseaux fibre optique mondiaux fournissent des services téléphoniques et Internet longue distance. 24. Réseaux métropolitains (MAN). Les réseaux d'ordinateurs transmettent sur une zone géographique spécifique telle qu'un campus universitaire, une installation d'entreprise ou une ville. Normalement, ils sont mis en œuvre avec un câble à fibre optique, mais peuvent également être un câble coaxial ou sans fil., 25. Réseaux locaux (LAN). Filaire (ou sans fil), interconnexions d'ordinateurs personnels (PC), ordinateurs portables, serveurs ou ordinateurs centraux dans un bureau ou un bâtiment à des fins de courrier électronique, d'Internet, d'accès ou de partage de stockage de masse, de périphériques,, données et logiciels.

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1-8 Emplois et carrières dans l'industrie de la communication L'industrie électronique est grosso modo divisée en quatre grandes spécialisations. Le plus important, en termes de personnes employées et de valeur monétaire de l'équipement acheté, est le domaine des communications, suivi de près par le domaine de l'informatique. Les domaines du contrôle industriel et de l'instrumentation sont considérablement plus petits. Des centaines de milliers d'employés travaillent dans le domaine de la communication et des milliards de dollars d'équipements sont achetés chaque année. Le taux de croissance varie d'une année à l'autre en fonction de l'économie, des développements technologiques et d'autres facteurs. Mais, comme dans la plupart des domaines de l'électronique, le domaine de la communication n'a cessé de croître au fil des ans grâce à Internet et à l'explosion de l'industrie cellulaire, créant une opportunité d'emploi relativement constante. Si vous vous intéressez à la communication, vous serez heureux de savoir qu'il existe de nombreuses opportunités d'emplois et de carrières à long terme. La section suivante décrit les types d'emplois disponibles et les principaux types d'employeurs., , Types d'emplois, Les deux principaux types de postes techniques disponibles dans le domaine des communications sont, ingénieur et technicien., , Ingénieurs. Les ingénieurs conçoivent des équipements et des systèmes de communication. Ils sont titulaires d'un diplôme d'ingénieur, d'un baccalauréat (B.S.E.E.), d'une maîtrise (M.S.E.E.) ou d'un doctorat (Ph.D.) en génie électrique, ce qui leur confère une solide formation en sciences et en mathématiques combinée à une formation spécialisée en circuits et équipements électroniques. Les ingénieurs travaillent à partir de spécifications et créent de nouveaux équipements ou systèmes, qui sont ensuite fabriqués. De nombreux ingénieurs sont titulaires d'un baccalauréat en technologie électronique d'un établissement technique, d'un collège ou d'une université. Certains titres de diplôme typiques sont le baccalauréat en technologie (BT), le baccalauréat en technologie de l'ingénierie (BET) et le baccalauréat ès sciences en technologie de l'ingénierie (BSET). Au cours des deux années supplémentaires requises pour un baccalauréat en technologie, l'étudiant suit des cours d'électronique plus complexes ainsi que des cours supplémentaires de sciences, de mathématiques et de sciences humaines. La principale différence entre le B.T. diplômé et, le diplômé en génie, c'est que le technologue suit généralement des cours qui sont plus pratiques et pratiques que les cours d'ingénierie. Titulaires de B.T. Les diplômes peuvent généralement concevoir des équipements et des systèmes électroniques, mais n'ont généralement pas la profondeur des connaissances en mathématiques analytiques ou en sciences requises pour les travaux de conception complexes. les diplômés sont généralement employés comme ingénieurs. Bien que beaucoup conçoivent, travaillent, d'autres occupent des postes d'ingénierie dans la fabrication et le service sur le terrain, plutôt que dans la conception. Certains ingénieurs se spécialisent dans la conception; d'autres travaillent dans la fabrication, les tests, la qualité, le contrôle et la gestion, entre autres domaines. Les ingénieurs peuvent également servir de service sur le terrain, de personnel, d'installation et de maintenance d'équipements et de systèmes complexes. Si votre intérêt réside dans la conception d'équipements de communication, alors un poste d'ingénieur peut être fait pour vous., Bien qu'un diplôme en génie électrique soit généralement l'entrée minimale, l'exigence pour les emplois d'ingénieurs dans la plupart des organisations, les personnes ayant d'autres formations, antécédents (par exemple, la physique et les mathématiques) deviennent des ingénieurs. Les techniciens qui obtiennent une formation complémentaire suffisante et une expérience appropriée peuvent devenir ingénieurs., , Techniciens. Les techniciens ont une formation postsecondaire en électronique, d'une école professionnelle ou technique, d'un collège communautaire ou d'un institut technique. De nombreux techniciens sont formés dans des programmes de formation militaire. La plupart des techniciens ont, Introduction à la communication électronique, , Technicien, , 23

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une moyenne de deux ans d'études post-lycées formelles et d'un diplôme d'associé., Les diplômes communs sont associés en arts (AA), associés en sciences (AS) ou associés, en sciences de la technologie de l'ingénierie ou de la technologie de l'ingénierie électronique (A.S.E.T., ou A.S.E.E.T.), et associé en sciences appliquées (A.A.S.). L'A.A.S. les diplômes ont tendance à couvrir davantage de matières professionnelles et liées à l'emploi; les A.A. et comme. les diplômes sont plus généraux et sont conçus pour fournir une base pour le transfert vers un programme de licence. Les techniciens titulaires d'un diplôme d'associé d'un collège communautaire peuvent généralement passer à un programme de baccalauréat en technologie et terminer le baccalauréat en deux ans. Cependant, les titulaires d'un diplôme d'associé ne sont généralement pas en mesure de passer à un programme menant à un diplôme d'ingénieur, mais doivent littéralement recommencer si la carrière d'ingénieur est choisie., Les techniciens sont le plus souvent employés dans des emplois de service. Le travail implique généralement l'installation d'équipement, le dépannage et la réparation, les tests et les mesures, l'entretien et le réglage ou l'exploitation. Les techniciens occupant de tels postes sont parfois appelés techniciens de terrain, techniciens de service, ingénieurs de service sur le terrain ou représentants des clients. Les techniciens peuvent également être impliqués dans l'ingénierie. Les ingénieurs peuvent utiliser un ou plusieurs techniciens pour aider à la conception de l'équipement. Ils construisent et dépannent des prototypes et, dans de nombreux cas, participent réellement à la conception de l'équipement. Une grande partie du travail consiste à tester et à mesurer. À ce titre, le technicien est connu, en tant que technicien en ingénierie, technicien de laboratoire, assistant en ingénierie ou associé, ingénieur. Les techniciens sont également employés dans la fabrication. Ils peuvent être impliqués dans la construction, la construction et l'assemblage de l'équipement, mais sont plus généralement concernés par la finition, les tests et la mesure des produits inis. D'autres postes impliquent le contrôle de la qualité ou la réparation d'unités défectueuses., , Autres postes. Il existe de nombreux emplois dans l'industrie de la communication autres que ceux d'ingénieur ou de technicien. Par exemple, il existe de nombreux emplois exceptionnels dans les ventes techniques. La vente d'équipements de communication électronique complexes nécessite souvent une solide formation technique et de l'expérience. Le travail peut impliquer de déterminer les besoins des clients et les spécifications d'équipement connexes, de rédiger des propositions techniques, de faire des présentations de vente aux clients et d'assister à des salons et expositions où l'équipement est vendu. Le potentiel de rémunération dans les ventes est généralement beaucoup plus élevé que dans les postes d'ingénierie ou de service. Un autre poste est celui de rédacteur technique. Les rédacteurs techniques génèrent la documentation technique pour les équipements et systèmes de communication, produisant des manuels d'installation et d'entretien, des procédures de maintenance et des manuels d'utilisation client. Cette tâche importante nécessite une formation et une expérience considérables. Enfin, il y a le poste de formateur. Les ingénieurs et techniciens sont souvent utilisés pour former d'autres ingénieurs et techniciens ou des clients. Avec le degré élevé de complexité qui existe aujourd'hui dans les équipements de communication, il existe un besoin majeur de formation. De nombreuses personnes trouvent que les postes d'éducation et de formation sont très souhaitables et satisfaisants. Le travail consiste généralement à développer des programmes et des programmes, à générer les manuels de formation et le matériel de présentation nécessaires, à créer en ligne, à former et à organiser des sessions de formation en classe en interne ou sur le site d'un client., , Principaux employeurs, La structure globale de l'industrie de l'électronique de communication est illustré à la Fig. 1-18. Les quatre principaux segments de l'industrie sont les fabricants, les revendeurs, les organisations de services et les utilisateurs finaux., , Fabricants. Tout commence, bien sûr, avec les besoins des clients. Les fabricants traduisent les besoins des clients en produits, achètent des composants et des matériaux auprès d'autres sociétés d'électronique pour les utiliser dans la création des produits. Les ingénieurs conçoivent les produits, et, 24, , Chapitre 1

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Figure 1-18, , Structure de l'industrie de l'électronique de communication., Composants, , Matériaux, , Fabricants, Produits et, services, Service, organisations, , Revendeurs, Produits et, services, , Utilisateurs finaux, , fabrication les produit. Il existe des emplois pour les ingénieurs, les techniciens, les vendeurs, le personnel de service sur le terrain, les rédacteurs techniques et les formateurs., , Revendeurs. Les fabricants qui ne vendent pas leurs produits directement aux utilisateurs finaux vendent les produits à des organisations de revente, qui les revendent à leur tour à l'utilisateur final. Par exemple, un fabricant d'équipements de communication maritime peut ne pas vendre directement à un propriétaire de bateau, mais plutôt à un distributeur régional ou à un magasin ou magasin d'électronique marine. Ce magasin vend non seulement l'équipement, mais s'occupe également de l'installation, de l'entretien et des réparations. Un fabricant de téléphones cellulaires ou de télécopieurs vend également généralement à un distributeur ou à un revendeur, qui s'occupe des ventes et du service. La plupart des emplois disponibles dans le segment de la revente de l'industrie sont dans la vente, le service et la formation., , Organisations de services. Ces entreprises effectuent généralement un certain type de service, tel que la réparation, l'installation ou la maintenance. Un exemple est une entreprise d'avionique qui effectue des travaux d'installation ou de maintenance sur des équipements électroniques pour avions privés. Un autre est un intégrateur de systèmes, une entreprise qui conçoit et assemble un élément de communication, un équipement ou plus souvent un système entier, en utilisant les produits d'autres entreprises., Les intégrateurs de systèmes assemblent des systèmes, pour répondre à des besoins particuliers et personnaliser, des systèmes existants pour des travaux particuliers. Les autres types d'organisation de services sont les fournisseurs de services de communication tels que les opérateurs de réseaux cellulaires (par exemple, AT&T, Verizon), les fournisseurs d'accès Internet, la télévision par câble, les entreprises et les sociétés Web Internet (par exemple, Google, Yahoo, Amazon)., , La plupart des techniciens en communication effectuent l'installation, la maintenance et le dépannage., , Introduction à la communication électronique, , 25

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Les utilisateurs finaux. L'utilisateur final est le client ultime et un employeur majeur. Aujourd'hui, presque chaque personne et organisation est un utilisateur final d'équipement de communication. Les principales catégories d'utilisateurs finaux dans le domaine de la communication sont : les compagnies de téléphone, les utilisateurs de radio - mobiles, maritimes, aériens, etc., les stations de radio et de télévision et les sociétés de télévision par câble, les utilisateurs commerciaux et industriels de satellites, de réseaux, etc. , Entreprises de transport (compagnies aériennes, maritimes, chemins de fer), Gouvernement et militaire, Sociétés Internet, Personnel et passe-temps, Consommateurs, Il existe un nombre énorme d'emplois de communication avec les utilisateurs finaux. La plupart sont de type service : installation, réparation, maintenance et exploitation d'équipements. Licences et certifications. Un bon moyen de valider vos connaissances en électronique de communication consiste à obtenir une licence ou une certification pertinente. Certains emplois nécessitent une licence FCC pour garantir votre compétence en électronique et votre connaissance des règles et réglementations connexes. Sinon, le principal avantage d'une licence ou d'une certification est de prouver vos connaissances et vos compétences à un employeur potentiel. Un tel titre est un bonus supplémentaire pour tout A.A.S. ou BSET, diplôme que vous pouvez obtenir. Pour certains employeurs, une licence ou une certification peut être acceptable, au lieu d'un diplôme., La licence et la certification nécessitent généralement de passer un examen sur les communications, les sujets. L'examen FCC comprend des tests sur les règles et réglementations ainsi que sur les circuits, équipements et pratiques électroniques, fondamentaux et de communication. La plupart des certifications comportent également des examens qui couvrent les mêmes fondamentaux et communications électroniques, circuits, équipements et pratiques. Certaines certiications exigent une quantité spéciique de travail et d'expérience. Vous trouverez ci-dessous la liste de certaines des licences et certiications disponibles pour les communications. Un examen optionnel sur radar est disponible. Aucune expérience professionnelle n'est requise., • International Society of Certiied of Electronic Technicians (ISCET)—Cette organisation offre plusieurs certiications de base dans les fondamentaux de l'électronique ainsi qu'une certiication de compagnon dans une variété de spécialisations électroniques, y compris les communications., Aucune expérience professionnelle n'est requise. , • Electronic Technicians Association International (ETA-I)—Cette organisation propose une large gamme de certifications en électronique avec des spécialisations dans les fondamentaux de l'électronique, les communications, les radars, la fibre optique et plusieurs autres., • L'Association internationale pour la radio, les télécommunications et Électromagnétisme, (iNARTE)—Cette organisation propose plusieurs certifications dans toutes les phases des communications, y compris les télécommunications, la compatibilité électromagnétique et les appareils sans fil, tant au niveau technicien qu'au niveau ingénierie. Ces certiications exigent divers niveaux d'éducation (diplômes) et expérience professionnelle ainsi que des examens., • Cisco—Cette société est un fournisseur majeur d'équipements réseau et sans fil et propose des certiications dans de nombreux domaines liés aux réseaux. Un exemple est le Cisco Certiied Network Associate (CCNA) Wireless. La certification Cisco est largement reconnue dans l'ensemble de l'industrie., Il existe d'autres certifications pour une variété de spécialités que vous découvrirez. De nombreux organismes de certification, tels que ETA-I, ISCET et iNARTE, sont également agréés, , 26, , Chapitre 1

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autorité pour donner les examens FCC GROL. Le GROL est probablement le meilleur diplôme global à avoir pour les emplois sans fil, et vous souhaiterez peut-être le compléter par une certification appropriée au travail que vous recherchez., La certification et la licence sont un excellent moyen de prouver à vous-même et à tout employeur, que vous êtes bien informé et compétent en communication. Réfléchissez sérieusement à cette opportunité., , RÉVISION DU CHAPITRE, Activité en ligne, 1-1 Exploration des agences de réglementation, Objectif : Se familiariser avec la FCC et la NTIA., Procédure :, 1. Accédez au site Web de la FCC à l'adresse www.fcc. gov., 2. Explorez le site Web., 3. Allez sur le site Web de la NTIA à l'adresse www.nita.doc.gov., 4. Explorez le site Web., 5. Utilisez ces sites Web et leur fonction de recherche pour répondre aux questions ci-dessous. , , 3. Quel est le but et la fonction de la FCC ?, 4. Quel est le but et la fonction de la NTIA ?, 5. Qu'est-ce que le FCC Code of Federal Regulations (CFR), Titre 47 ?, 6. Sur le Site Web de la NTIA, localisez le grand tableau coloré du spectre de fréquences. Examinez-le pour voir quels services sont identiiés et où ils se trouvent. Le tableau est-il disponible sous forme de tableau mural à l'achat ?, , Questions :, 1. À qui la FCC rend-elle compte au sein du gouvernement ?, 2. À qui la NTIA rend-elle compte au sein du gouvernement ?, , 1-2 Examen des règles de la FCC et réglementations, Objectif : Enquêter sur le titre 47 de la FCC CFR et trouver des réponses aux règles et réglementations relatives aux communications électroniques., Procédure :, 1. Accédez au site Web de la FCC www.fcc.gov., 2. Cliquez sur le lien des règles et réglementations sur gauche., 3. Accéder au FCC CFR Titre 47., 4. Étudier les différentes parties., 5. Utiliser cette référence pour répondre aux questions ci-dessous., Questions :, 1. Que peut contenir la sous-partie A de la partie 2, utile ?, 2. Dans la partie 2, quels services de communication peuvent occuper, le spectre de 108 à 138 MHz ?, , 3., 4., 5., 6., 7., 8., 9., 10., 11 ., 12., , Quelle partie concerne les licences d'opérateurs commerciaux ?, Décrivez brièvement le contenu de la partie 15., Décrivez brièvement le contenu de la partie 18., Quelle partie couvre la diffusion télévisée ?, Quelle partie couvre le radar ?, Quelles parties couvrent La radio Citizens' Band et le Family, Radio Service? Indiquez les bandes de fréquences de chacune., La télévision par câble est-elle réglementée par la FCC ? Quelle partie si oui ?, Énumérez tous les modes et méthodes de modulation autorisés, par le fonctionnement de la radio amateur., Quelle partie couvre les interférences RF et la compatibilité électromagnétique ?, Quelles parties couvrent les téléphones portables et les réseaux locaux sans fil ?, , 1-3 Enquêter Licence et certification, Objectif : Pour en savoir plus sur les avantages de la licence et de la certification et comment les obtenir., Procédure :, 1. Allez sur le site Web de la FCC www.fcc.gov., 2. Sur le site de la FCC, localisez le informations sur les licences commerciales d'opérateurs (GROL)., , 3. Accédez à chacun des sites Web suivants et recherchez ces principales sources de certification :, a. International Society of Certiied Electronic, Technicians—www.iset.org., b. Electronic Technician Association International—, www.eta-i.org., , Introduction à la communication électronique, , 27

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c. The International Association for Radio, Telecommunications and Electromagnetics—www.narte.org., 4. Découvrez les options de certification chez Cisco à l'adresse www., cisco.com., 5. Répondez aux questions ci-dessous., Questions :, 1. Qu'est-ce que le GROL et qui est tenu d'en avoir un ?, 2. Quelle est la procédure pour obtenir un GROL ?, , 3. Énumérez tous les suppléments disponibles au GROL., 4. Énumérez les exigences de base pour une certification liée aux communications de chacune des organisations , énumérés ci-dessus. Laquelle vous attire le plus ?, 5. Quelle certification nécessite une formation et une expérience professionnelle ?, , Questions, 1. À quel siècle la communication électronique a-t-elle commencé ?, 2. Nommez les quatre principaux éléments d'un système de communication et dessinez un diagramme illustrant leur relation., 3. Énumérez cinq types de supports utilisés pour la communication et indiquez lesquels sont les plus couramment utilisés., 4. Nommez le dispositif utilisé pour convertir un signal d'information en un signal compatible avec le support , lequel il est transmis., 5. Quel équipement acquiert un signal d'un support de communication et récupère le signal d'information d'origine ?, 6. Qu'est-ce qu'un émetteur-récepteur ?, 7. Quelles sont les deux façons dont un support de communication peut affecter un signal ?, 8. Quel est l'autre nom d'un support de communication ?, 9. Quel est le nom donné aux interférences indésirables qui s'ajoutent à un signal transmis ?, 10. Nommez trois sources courantes d'interférences., 11. Qu'est-ce que est le nom donné aux informations originales ou aux signaux de renseignement qui sont transmis directement via un support de communication ?, 12. Nommez les deux formes sous lesquelles les signaux de renseignement peuvent exister., 13. Quel est le nom donné à la communication à sens unique ?, Donnez trois exemples., 14. Quel est le nom donné à la communication bidirectionnelle simultanée ? Donnez trois exemples., 15. Quel est le terme utilisé pour décrire une communication bidirectionnelle dans laquelle chaque partie transmet à tour de rôle ?, Donnez trois exemples., 16. Quels types de signaux électroniques sont des signaux vocaux et vidéo à variation continue ?, 17. Comment appelle-t-on les signaux d'intelligence marche/arrêt ?, 18. Comment les signaux vocaux et vidéo sont-ils transmis numériquement ?, 19. Quels termes sont souvent utilisés pour désigner les signaux vocaux, vidéo ou de données d'origine ?, 20. Quelle technique doit parfois être utilisé pour rendre un signal d'information compatible avec le support sur lequel il est transmis ?, 21. Comment appelle-t-on le processus de récupération d'un signal d'origine ?, 22. Qu'est-ce qu'un signal à large bande ?, , 28, , Chapitre 1, , 23. Nommez le processus utilisé pour transmettre deux ou plusieurs signaux en bande de base simultanément sur un support commun., 24. Nommez la technique utilisée pour extraire plusieurs signaux de renseignement qui ont été transmis simultanément sur un seul canal de communication., 25. Quel est le nom donné aux signaux qui traversent l'espace libre sur de longues distances ?, 26. En quoi consiste une onde radio ?, 27. Calculez la longueur d'onde des signaux avec des fréquences de 1,5 kHz, 18 MHz et 22 GHz en miles, pieds, et, centimètres, respectivement., 28. Pourquoi les signaux audio ne sont-ils pas transmis directement par des ondes électromagnétiques ?, 29. Quelle est la gamme de fréquences auditives humaines ?, 30. Quelle est la gamme de fréquences approximative de la voix humaine ?, 31. Est-ce que les transmissions radio se produisent dans les gammes VLF et LF ?, 32. Quelle est la gamme de fréquences des stations de radio AM ?, 33. Quel est le nom donné aux signaux radio dans la gamme des hautes fréquences ?, 34. Dans quel segment du spectre les chaînes de télévision 2 à, 13 et la diffusion FM apparaissent-elles ?, 35. Énumérez les cinq principales utilisations de la bande UHF., 36. Comment appelle-t-on les fréquences supérieures à 1 GHz ?, 37. Quelles sont les fréquences juste au-dessus la gamme EHF, appelée ?, 38. Qu'est-ce qu'un micromètre et qu'est-il utilisé pour mesurer ?, 39. Nommez les trois segments de la fréquence optique, spectre., 40. Qu'est-ce qu'une source commune de signaux infrarouges ?, 41 Quelle est la plage spectrale approximative des signaux infrarouges ?, 42. Définissez le terme angström et expliquez comment il est utilisé., 43. Quelle est la plage de longueurs d'onde de la lumière visible ?, 44. Quels sont les deux canaux ou supports utilisés par les signaux lumineux pour, communication électronique?, 45. Nommez deux méthodes de transmission de données visuelles sur un, réseau téléphonique., 46. Quel est le nom donné à la signalisation des individus, à des endroits éloignés par radio?

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47. Quel terme est utilisé pour décrire le processus de prise de mesures à distance ?, 48. Énumérez quatre façons dont la radio est utilisée dans le système téléphonique., 49. Quel principe est utilisé dans le radar ?, 50. Comment appelle-t-on le radar sous-marin ? Donnez deux exemples., 51. Quel est le nom d'une communication radio populaire, passe-temps ?, 52. Quel appareil permet aux ordinateurs d'échanger des données numériques sur le réseau téléphonique ?, 53. Comment appelle-t-on les systèmes d'interconnexions des, PC et autres ordinateurs dans les bureaux ou les bâtiments ?, 54. Quel est le synonyme générique de radio ?, 55. Citez les trois principaux types de postes techniques, disponibles dans le domaine de la communication., 56. Quel est le travail principal d'un ingénieur ?, , 57. Quel est le premier diplôme d'ingénieur ?, 58. Quel est le premier diplôme de technicien ?, 59. Nommer un type de diplôme technique en ingénierie autre qu'ingénieur ou technicien., 60. Le titulaire d'un diplôme d'associé en technologie transfère les crédits à un programme menant à un diplôme d'ingénieur ?, 61. Quels types de travail un technicien effectue-t-il habituellement ?, 62. Énumérez trois autres types d'emplois dans le domaine de la communication électronique qui n'impliquent pas d'ingénierie ou de technicien travail., 63. Quels sont les quatre principaux segments de l'industrie de la communication ? Expliquez brièvement la fonction de chacun., 64. Pourquoi les normes sont-elles importantes ?, 65. Quels types de caractéristiques définissent les normes de communication ?, , Problèmes, 1. Calculez la fréquence des signaux avec des longueurs d'onde, de 40 m, 5 m et 8 cm. ◆, 2. Dans quelle plage de fréquence l'alimentation CA commune, la fréquence de ligne tombe-t-elle ?, , 3. Quelle est l'utilisation principale des plages SHF et EHF ?, ◆ Les réponses, , ◆, , aux problèmes sélectionnés suivent le Chap. 22., , Pensée critique, 1. Nommez trois façons dont un signal à haute fréquence est appelé, la porteuse peut être modifiée pour transmettre l'intelligence., 2. Nommez deux télécommandes domestiques courantes, et indiquez le type de média et gammes de fréquences utilisées, pour chacun., 3. Comment la radioastronomie est-elle utilisée pour localiser et cartographier les étoiles et autres corps célestes ?, 4. Dans quel segment du champ de communication êtes-vous intéressé à travailler, et pourquoi ?, 5. Supposez que tout le spectre électromagnétique des ELF, en passant par les micro-ondes était entièrement occupé. Expliquez quelques-unes des manières dont la capacité de communication pourrait être ajoutée., 6. Quelle est la vitesse de la lumière en pieds par microseconde ? En pouces par nanoseconde ? En mètres par seconde?, 7. Faites une déclaration générale comparant la vitesse de la lumière à la vitesse du son. Donnez un exemple de la manière dont les principes mentionnés pourraient être démontrés., , 8. Énumérez cinq applications de communication réelles non spécifiquement mentionnées dans ce chapitre., 9. "Inventez" cinq nouvelles méthodes de communication, filaires ou sans fil, que vous pense que ce serait pratique., 10. Supposons que vous ayez une application sans fil que vous aimeriez concevoir, construire et vendre en tant que produit commercial. Vous avez sélectionné une fréquence cible dans la gamme UHF. Comment décideriez-vous de la fréquence à utiliser et comment obtiendriez-vous l'autorisation de l'utiliser ?, 11. Faites une liste exhaustive de tous les produits de communication électronique que vous possédez, auxquels vous avez accès à la maison ou au bureau, et/ ou utiliser régulièrement., 12. Vous avez probablement vu ou entendu parler d'un système de communication simple composé de deux gobelets en papier et d'un long bout de ficelle. Comment un système aussi simple pourrait-il fonctionner ?, , Introduction à la communication électronique, , 29

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chapitre, , 2, , Principes fondamentaux de l'électronique, pour les communications, T, , Pour comprendre l'électronique de communication telle que présentée dans ce livre, vous devez connaître certains principes de base de l'électronique, y compris les principes fondamentaux du courant alternatif (ca) et du courant continu. -circuits à courant continu (cc), fonctionnement et caractéristiques des semi-conducteurs, et circuit électronique de base, fonctionnement (amplificateurs, oscillateurs, alimentations et circuits logiques numériques)., Certaines des bases sont particulièrement essentielles à la compréhension des chapitres qui suivent. Celles-ci incluent l'expression du gain et de la perte en décibels, LC, les circuits accordés, la résonance et les filtres, et la théorie de Fourier. L'objet de ce chapitre est de passer brièvement en revue tous ces sujets. Si vous avez déjà étudié le matériel, il servira simplement de révision et de référence. Si, en raison de votre propre emploi du temps ou du programme de l'école, vous n'avez pas déjà couvert ce matériel, utilisez ce chapitre pour apprendre les informations nécessaires, avant de continuer., , Objectifs, Après avoir terminé ce chapitre, vous serez en mesure de : , ■, , ■, ■, , ■, ■, ■, , 30, , Calculez la tension, le courant, le gain et l'atténuation en décibels et appliquez ces formules dans les applications impliquant des circuits en cascade., Expliquez la relation entre Q, la fréquence de résonance , et la bande passante., Décrire la configuration de base des différents types de filtres qui sont utilisés dans les réseaux de communication et comparer et contraster les filtres actifs avec les filtres passifs., Expliquer comment l'utilisation de filtres à condensateur commuté améliore la sélectivité., Expliquer les avantages et le fonctionnement de filtres cristal, céramique et SAW. Calculer la bande passante en utilisant l'analyse de Fourier.

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2-1 Gain, atténuation et décibels, La plupart des circuits électroniques de communication sont utilisés pour traiter des signaux, c'est-à-dire pour manipuler des signaux afin de produire un résultat souhaité. Tous les circuits de traitement du signal impliquent soit un gain, soit une atténuation., , Gain, Gain signifie ampliication. Si un signal est appliqué à un circuit tel que l'amplificateur illustré à la Fig. 2-1 et que la sortie du circuit a une amplitude supérieure à celle du signal d'entrée, le circuit a un gain. Le gain est simplement le rapport de la sortie à l'entrée. Pour les tensions d'entrée (Vin ) et de sortie (Vout ), le gain de tension AV est exprimé comme suit :, sortie, Vout, AV 5, 5, entrée, Vin, Le nombre obtenu en divisant la sortie par l'entrée montre combien plus grand, la sortie est supérieure à l'entrée. Par exemple, si l'entrée est de 150 µV et la sortie est de 75 mV, le gain est AV 5 (75 3 1023 )y(150 3 1026 ) 5 500., La formule peut être réarrangée pour obtenir l'entrée ou la sortie, étant donné les deux autres variables : Vout 5 Vin 3 AV et Vin 5 Vout /AV., Si la sortie est de 0,6 V et le gain de 240, l'entrée est Vin 5 0,6/240 5, 2,5 3 10 23 5 2,5 mV. , , Gain, , Figure 2-1, , Un amplificateur a, gain., Amplificateur, , Vin, , Vout, , Signal d'entrée, A ⫽ gain ⫽, , Signal de sortie, Vout, Vin, , Exemple 2-1, Quel est le gain de tension d'un ampli qui produit une sortie de 750 mV pour une entrée de 30 µV ?, AV 5, , Vout, 750 3 1023, 5 25 000, 5, Vin, 30 3 1026, , Puisque la plupart des ampliiers sont aussi ampliiers de puissance, la même procédure peut être utilisée pour, calculer le gain de puissance AP:, AP 5, , Pout, Pin, , où Pin est l'entrée de puissance et Pout est la puissance de sortie., , Exemple 2-2, La puissance de sortie de un ampli c'est 6 watts (W). Le gain de puissance est de 80. Quelle est la puissance d'entrée ?, Pout, Pout, AP 5, donc, Pin 5, Pin, AP, Pin 5, , 6, 5 0,075 W 5 75 mW, 80, , Electronic Fundamentals for Communications , , 31

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Figure 2-2, , Le gain total des circuits en cascade est le produit des gains des étages individuels., 5 mV, , Vin ⫽ 1 mV, A1 ⫽ 5, , 15 mV, , Vout ⫽ 60 mV, A3 ⫽ 4, , A2 ⫽ 3, , AT ⫽ A1 ⫻ A2 ⫻ A3 ⫽ 5 ⫻ 3 ⫻ 4 ⫽ 60, , Lorsque deux ou plusieurs étages d'amplification ou d'autres formes de traitement du signal sont en cascade, le gain global de la combinaison est le produit du circuit individuel , gagne. La figure 2-2 montre trois amplificateurs connectés l'un après l'autre de sorte que la sortie de l'un soit l'entrée du suivant. Les gains de tension des circuits individuels sont marqués., Pour trouver le gain total de ce circuit, multipliez simplement les gains des circuits individuels :, AT 5 A1 3 A2 3 A3 5 5 3 3 3 4 5 60., Si un signal d'entrée de 1 mV est appliqué au premier ampli, la sortie du troisième sera de 60 mV. Les sorties des amplificateurs individuels dépendent de leurs gains individuels. La tension de sortie de chaque amplificateur est illustrée à la Fig. 2-2., Exemple 2-3, Trois amplificateurs en cascade ont des gains de puissance de 5, 2 et 17. La puissance d'entrée est de 40 mW. Quelle est la puissance de sortie ?, AP 5 A1 3 A2 3 A3 5 5 3 2 3 17 5 170, AP 5, , Pout, Pin, , donc, , Pout 5 APPin, , Pout 5 170(40 3 1023 ) 5 6.8 W, , Exemple 2-4, Un amplificateur à deux étages a une puissance d'entrée de 25 µW et une puissance de sortie de 1,5 mW., Un étage a un gain de 3. Quel est le gain du deuxième étage ?, Pout, 1,5 Chapitre 2

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Figure 2-3, , Un diviseur de tension introduit une atténuation., Vin, , R1 ⫽ 200 ⍀, , Vout ⫽ Vin, , R2, R1 ⫹ R2, , R2 ⫽ 100 ⍀, A⫽, , R2, R1 ⫹ R2, , ⫽, , 100, 300, , ⫽ 0,3333, , Atténuation, L'atténuation fait référence à une perte introduite par un circuit ou un composant. De nombreux circuits électroniques, parfois appelés étages, réduisent l'amplitude d'un signal plutôt que de l'augmenter. Si le signal de sortie a une amplitude inférieure à celle de l'entrée, le circuit a une perte ou une atténuation. Comme le gain, l'atténuation est simplement le rapport de la sortie à l'entrée. La lettre A est utilisée pour représenter l'atténuation ainsi que le gain :, Atténuation A 5, , Atténuation, , sortie, Vout, 5, entrée, Vin, , Les circuits qui introduisent une atténuation ont un gain inférieur à 1. En d'autres termes ,, la sortie est une fraction de l'entrée., Un exemple de circuit simple avec atténuation est un diviseur de tension tel que celui illustré à la Fig. 2-3. La tension de sortie est la tension d'entrée multipliée par un rapport basé sur les valeurs de résistance. Avec les valeurs de résistance indiquées, le gain ou le facteur d'atténuation de, le circuit est A 5 R2/(R1 1 R2 ) 5 100/(200 1 100) 5 100/300 5 0,3333. Si un signal de 10 V est appliqué à l'atténuateur, la sortie est Vout 5 Vin A 5 10(0,3333) 5 3,333 V., Lorsque plusieurs circuits avec atténuation sont en cascade, l'atténuation totale est, encore une fois, le produit de la atténuations individuelles. Le circuit de la Fig. 2-4 en est un exemple. Les facteurs d'atténuation pour chaque circuit sont indiqués. L'atténuation globale est, AT 5 A1 3 A2 3 A3, Avec les valeurs indiquées sur la Fig. 2-4, l'atténuation globale est, AT 5 0,2 3 0,9 3 0,06 5 0,0108, Avec une entrée de 3 V, la tension de sortie est , Vout 5 ATVin 5 0,0108(3) 5 0,0324 5 32,4 mV, , Figure 2-4, , Vin ⫽ 3 V, , L'atténuation totale est le produit des atténuations individuelles de chaque circuit en cascade., Perte, étage, A1 ⫽ 0,2 , , Perte, circuit, , Perte, composant, , A2 ⫽ 0,9, , A3 ⫽ 0,06, , Vout, , AT ⫽ A1 ⫻ A2 ⫻ A3 ⫽ 0,2 ⫻ 0,9 ⫻ 0,06 ⫽ 0,0108, Vout ⫽ ATVin ⫽ 0. 0324 ⫽ 32,4 mV, , Fondamentaux électroniques pour les communications, , 33

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Figure 2-5, , Gain définit exactement l'atténuation., Vin, 750 ⍀, Vout ⫽ Vin, A2 ⫽ 4, 250 ⍀, , A1 ⫽, , 250, 750 ⫹ 250, , A1 ⫽, , 250, ⫽ 0,25, 1000, , AT ⫽ A1A2 ⫽ 0,25(4) ⫽ 1, , Il est courant dans les systèmes et équipements de communication de mettre en cascade des circuits et des composants qui ont un gain et une atténuation. Par exemple, la perte introduite par un circuit peut être compensée en ajoutant un étage d'amplification qui la compense. Un exemple de ceci est illustré à la Fig. 2-5. Ici, le diviseur de tension introduit une perte de tension de 4 pour 1, ou une atténuation de 0,25. Pour compenser cela, il est suivi d'un ampliier dont le gain est de 4. Le gain global ou l'atténuation du circuit est simplement le produit des facteurs d'atténuation et de gain. Dans ce cas, le gain global est AT 5 A1A2 5 0,25(4) 5 1. Un autre exemple est illustré à la Fig. 2-6, qui montre deux circuits d'atténuation et deux circuits d'amplification. Les facteurs individuels de gain et d'atténuation sont donnés. Le gain global du circuit est AT 5 A1 A2 A3 A4 5 (0,1)(10)(0,3)(15) 5 4,5., Pour une tension d'entrée de 1,5 V, la tension de sortie de chaque circuit est illustrée à la Fig. 2 -6., Dans cet exemple, le circuit global a un gain net. Mais dans certains cas, l'ensemble, le circuit ou le système peut avoir une perte nette. Dans tous les cas, le gain ou la perte global est obtenu en multipliant les facteurs de gain et d'atténuation individuels., , Exemple 2-5, Un diviseur de tension tel que celui illustré à la Fig. 2-5 a des valeurs de R1 5 10 kV et, R2 5 470 V., un. Quelle est l'atténuation ?, A1 5, , R2, 470, 5, R1 1 R2, 10 470, , A1 5 0,045, , b. De quel gain d'amplificateur auriez-vous besoin pour compenser la perte pour un gain global de 1 ?, AT 5 A1A2, où A1 est l'atténuation et A2 est le gain de l'amplificateur., 1, 5 22,3, 0,045, Remarque : Pour trouver le gain qui compenser la perte pour un gain unitaire, il suffit de prendre l'inverse de l'atténuation : A2 5 1yA1., 1 5 0,045A2, , 34, , Chapitre 2, , A2 5

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Figure 2-6, , Le gain total est le produit des gains et des atténuations des étages individuels., , Vin ⫽ 1,5 V, , Perte, étage, A1 ⫽ 0,1, , 0,15 V, , 1,5 V, , Perte, étage, , A2 ⫽ 10, , A3 ⫽ 0,3, , 0,45 V, , Vout ⫽ 6,75 V, , A4 ⫽ 15, , AT ⫽ A1A2A3A4 ⫽ (0,1)(10)(0,3)(15) ⫽ 4,5, , Exemple 2-6, Un ampli a un gain de 45 000, ce qui est trop pour l'application. Avec une tension d'entrée de 20 µV, quel facteur d'atténuation est nécessaire pour empêcher la tension de sortie de dépasser 100 mV ? Soit A1 5 ampliier gain 5 45 000 ; A2 5 facteur d'atténuation;, AT 5 gain total., Vout, 100 3 1023, 5 5000, AT 5, 5, Vin, 20 3 1026, AT, 5000, AT 5 A1A2, donc, A2 5, 5, 5 0,1111, A1, 45 000, , Décibels, Le gain ou la perte d'un circuit est généralement exprimé en décibels (dB), une unité de mesure créée à l'origine pour exprimer la réponse auditive de l'oreille humaine à différents niveaux sonores. Un décibel est un dixième d'un bel., Lorsque le gain et l'atténuation sont tous deux convertis en décibels, le gain ou l'atténuation global d'un circuit électronique peut être calculé en ajoutant simplement les gains ou atténuations individuels, exprimés en décibels., Il est courant pour les circuits et systèmes électroniques d'avoir des gains ou des atténuations extrêmement élevés, souvent supérieurs à 1 million. La conversion de ces facteurs en décibels et l'utilisation de logarithmes donnent des chiffres de gain et d'atténuation plus petits, qui sont plus faciles à utiliser., , Décibel (dB), , Décibel Calculs. Les formules pour calculer le gain ou la perte en décibels d'un circuit sont, dB 5 20 log, , Vout, Vin, , (1), , dB 5 20 log, , Iout, Iin, , (2), , dB 5 10 log, , Pout, Pin, , (3), , La formule (1) est utilisée pour exprimer le gain de tension ou l'atténuation d'un circuit ; formule (2), pour le gain ou l'atténuation du courant. Le rapport de la tension ou du courant de sortie à la tension ou au courant d'entrée est déterminé comme d'habitude. La base 10 ou log commun du rapport entrée/sortie est ensuite obtenue et multipliée par 20. Le nombre résultant est le gain ou l'atténuation en décibels., Electronic Fundamentals for Communications, , 35

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La formule (3) est utilisée pour calculer le gain de puissance ou l'atténuation. Le rapport de la puissance de sortie à la puissance d'entrée est calculé, puis son logarithme est multiplié par 10., , Exemple 2-7, a. Un amplificateur a une entrée de 3 mV et une sortie de 5 V. Quel est le gain en décibels ?, 5, 5 20 log 1666,67 5 20(3,22) 5 64,4, 0,003, b. Un filtre a une puissance d'entrée de 50 mW et une sortie de 2 mW. Quel est le gain ou l'atténuation ?, dB 5 20 log, , 2, 5 10 log 0,04 5 10(21,398) 5 213,98, 50, Notez que lorsque le circuit a du gain, la figure en décibels est positive. Si le gain est inférieur à 1, ce qui signifie qu'il y a une atténuation, le nombre de décibels est négatif., dB 5 10 log, , Maintenant, pour calculer le gain ou l'atténuation globale d'un circuit ou d'un système, il suffit d'ajouter, le gain en décibels et facteurs d'atténuation de chaque circuit. Un exemple est illustré à la Fig. 2-7, où il y a deux étages de gain et un bloc d'atténuation. Le gain global de ce circuit est, AT 5 A1 1 A2 1 A3 5 15 2 20 1 35 5 30 dB, Les décibels sont largement utilisés dans l'expression du gain et de l'atténuation dans les circuits de communication. Le tableau de la page suivante montre certains facteurs de gain et d'atténuation courants, ainsi que leurs décibels correspondants. Les rapports inférieurs à 1 donnent des valeurs de décibels négatives, indiquant une atténuation. Notez qu'un rapport 2:1 représente un gain de puissance de 3 dB ou un gain de tension de 6 dB., , Antilog, , Antilogs. Pour calculer la tension ou la puissance d'entrée ou de sortie, compte tenu du gain en décibels, ou de l'atténuation et de la sortie ou de l'entrée, l'antilog est utilisé. L'antilog est le nombre, obtenu lorsque la base est élevée au logarithme, qui est l'exposant :, dB 5 10 log, et, , Pout, Pin, , et, , Pout, dB, 5 log, 10, Pin, , Pout, dB, dB, 5 antilog, 5 log21, Pin, 10, 10, L'antilog est simplement la base 10 élevée à la puissance dB/10., , Figure 2-7, , Le gain total ou l'atténuation est la somme algébrique de l'étage individuel, gains en décibels., A1 ⫽ 15 dB, , A2 ⫽ ⫺20 dB, Perte, étage, AT ⫽ A1 ⫹ A2 ⫹ A3, AT ⫽ 15 ⫺ 20 ⫹ 35 ⫽ 30 dB, , 36, , Chapitre 2 , , A3 ⫽ 35dB

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d B, , G A I N, , Rapport (Puissance ou Tension), , O R, , AT T E N U AT I O N, , Puissance, , Tension, , 0,000001, , 260, , 2120, , 0,00001, , 250, , 2100, , 0,0001, 240 , , 2, , 3, , 6, , 10, , 10, , 20, , 100, , 20, , 40, , 1000, , 30, , 60, , 10 000, , 40, , 80, , 100 000, , 50, , 100, , Rappelez-vous que le logarithme y d'un nombre N est la puissance à laquelle la base 10, doit être élevée pour obtenir le nombre., N 5 10 y, , et, , y 5 log N, , Puisque, dB 5 10 log, , Pout, Pin, , Pout, dB, 5 log, 10, Pin, Donc, Pout, dB, 5 10dB/10 5 log21, Pin, 10, L'antilog se calcule facilement sur une calculatrice scientifique. Pour trouver l'antilog pour un logarithme commun ou en base 10, vous appuyez normalement sur la touche Inv ou 2e fonction de la calculatrice, puis sur la touche log. Parfois, la clé de journal est marquée de 10 x, qui est l'antilog. L'antilog de base e se trouve de manière similaire, en utilisant la fonction Inv, ou 2ème fonction sur la touche In. Il est parfois marqué e x, qui est le même que le, antilog., Electronic Fundamentals for Communications, , 37

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Exemple 2-8, Un amplificateur de puissance avec un gain de 40 dB a une puissance de sortie de 100 W. Quelle est la puissance d'entrée ?, dB 5 10 log, , Pout, Pin, , antilog 5 log21, , Pout, dB, 5 log, 10, Pin, Pout, 40, 5 log, 10, Pin, 4 5 log, , Pout, Pin, , antilog 4 5 antilog alog, log21 4 5, , Pout, b, Pin, , Pout, Pin, , Pout, 5 104 5 10 000, Pin, Pin 5, , Pout, 100, 5, 5 0,01 W 5 10 mW, 10 000, 10 000, , Exemple 2-9, Un ampli a un gain de 60 dB. Si la tension d'entrée est de 50 μV, quelle est la tension de sortie ?, Puisque, Vout, dB 5 20 log, Vin, Vout, dB, 5 log, 20, Vin, Donc, Vout, dB, 5 log21, 510dB/20 , Vin, 20, Vout, 5 1060/20 5 103, Vin, Vout, 5 103 5 1000, Vin, Vout 5 1000Vin 5 1000 (50 3 1026 ) 5 0,05 V 5 50 mV, , 38, , Chapitre 2

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dBm. Lorsque le gain ou l'atténuation d'un circuit est exprimé en décibels, implicite est une comparaison entre deux valeurs, la sortie et l'entrée. Lorsque le rapport est calculé, les unités de tension ou de puissance sont annulées, ce qui fait du rapport un chiffre sans dimension ou relatif. Lorsque vous voyez une valeur en décibels, vous ne connaissez vraiment pas la tension réelle ou les valeurs de puissance. Dans certains cas, ce n'est pas un problème; dans d'autres, il est utile ou nécessaire de connaître les valeurs réelles en cause. Lorsqu'une valeur absolue est nécessaire, vous pouvez utiliser une valeur de référence pour comparer toute autre valeur. Un niveau de référence souvent utilisé en communication est de 1 mW. Lorsqu'une valeur en décibels est calculée en comparant une valeur de puissance à 1 mW, le résultat est une valeur appelée dBm. Il est calculé avec la formule de décibel de puissance standard avec 1 mW comme dénominateur de, le rapport :, Pout (W ), dBm 5 10 log, 0,001(W ), Ici Pout est la puissance de sortie, ou une valeur de puissance que vous voulez à comparer à 1 mW, et, 0,001 correspond à 1 mW exprimé en watts., La sortie d'un amplificateur de 1 W exprimée en dBm est, par exemple, dBm 5 10 log, , 1, 5 10 log 1000 5 10(3) 5 30 dBm, 0.001, , Parfois, la sortie d'un circuit ou d'un appareil est donnée en dBm. Par exemple, si un microphone a une sortie de 250 dBm, la puissance de sortie réelle peut être calculée comme suit :, 250 dBm 5 10 log, , Pout, 0,001, , Pout, 250 dBm, 5 log, 10, 0,001, Par conséquent, Pout, 5 10250 dBm/10 5 1025 5 0,00001, 0,001, Pout 5 0,001 3 0,00001 5 1023 3 1025 5 1028 W 5 10 3 1029 5 10 nW, , Valeur de référence, dBm, , BON À SAVOIR, Du point de vue du son , mesure, 0 dB est le son le moins perceptible (audition, seuil) et 120 dB est égal au seuil de douleur du son. Cette liste montre les niveaux d'intensité pour les sons courants. (Tippens, Physics,, 6e éd., Glencoe/McGraw-Hill,, 2001, p. 497), Intensité, Son, niveau, dB, Seuil d'audition, 0, Bruissement des feuilles, 10, Chuchotement, 20, Radio silencieuse, 40 , Conversation normale, 65, Coin de rue occupé, 80, Voiture de métro, 100, Seuil de douleur, 120, Moteur à réaction, 140–160, , Exemple 2-10, Un amplificateur de puissance a une entrée de 90 mV sur 10 kV. La sortie est de 7,8 V à travers, un haut-parleur de 8 V. Quel est le gain de puissance, en décibels ? Vous devez d'abord calculer les niveaux de puissance d'entrée et de sortie., P5, Pin 5, Pout 5, AP 5, , V2, R, (90 3 1023 ) 2, 104, , 5 8.1 3 1027 W, , (7.8) 2 , 5 7,605 W, 8, Pout, 7,605, 5, 5 9,39 3 106, Pin, 8,1 3 1027, , AP (dB) 5 10 log AP 5 10 log 9,39 3 106 5 69,7 dB, , Fondements électroniques pour les communications, , 39

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dBc. Il s'agit d'un chiffre d'atténuation de gain en décibels où la référence est la porteuse. La porteuse est le signal de communication de base, une onde sinusoïdale qui est modulée. Souvent, les bandes latérales de l'amplitude, les signaux parasites ou interférents, sont référencés à la porteuse. Par exemple, si le signal parasite est de 1 mW par rapport à la porteuse de 10 W, le dBc est, dBc 5 10 log, dBc 5 10 log, , Psignal, Pcarrier, 0.001, 5 10(24) 5 240, 10, , Exemple 2-11, Un ampli a un gain de puissance de 28 dB. La puissance d'entrée est de 36 mW. Quelle est la puissance de sortie ?, Pout, 5 10dBy10 5 102,8 5 630,96, Pin, Pout 5 630,96 Pin 5 630,96(36 3 1023 ) 5 22,71 W, , Exemple 2-12, Un circuit se compose de deux ampliiers avec des gains de 6,8 et 14,3 dB et deux iltres avec des atténuations de 216,4 et 22,9 dB. Si la tension de sortie est de 800 mV, quelle est la tension d'entrée ?, AT 5 A1 1 A2 1 A3 1 A4 5 6,8 1 14,3 2 16,4 2 2,9 5 1,8 dB, AT 5, , Vout, 5 10dBy20 5 101,8y20 5 100,09 , Vin, , Vout, 5 100.09 5 1.23, Vin, Vin 5, , Vout, 800, 5, 5 650.4 mV, 1.23, 1.23, , Exemple 2-13, Express Pout 5 12.3 dBm en watts., Pout, 5 10dBmy10 5 1012.3y10 5 101.23 5 17, 0.001, Pout 5 0.001 3 17 5 17 mW, , 40, , Chapitre 2

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2-2 Circuits accordés, Pratiquement tous les équipements de communication contiennent des circuits accordés, des circuits constitués d'inductances et de condensateurs qui résonnent à des fréquences spécifiques. Dans cette section, vous allez revoir comment calculer la réactance, la fréquence de résonance, l'impédance, Q et la bande passante des circuits de résonance en série et en parallèle., , Circuit accordé, , Composants réactifs, Tous les circuits accordés et de nombreux iltres sont constitués de les éléments inductifs et capacitifs, y compris les composants discrets tels que les bobines et les condensateurs, ainsi que l'inductance et la capacité parasites et distribuées qui apparaissent dans tous les circuits électroniques. Les bobines et les condensateurs offrent une opposition au courant alternatif faible appelée réactance, qui est exprimée en ohms (en abrégé, Ω). Comme la résistance, la réactance est une opposition qui affecte directement la quantité de courant dans un circuit. De plus, les effets réactifs produisent une phase, un décalage entre les courants et les tensions dans un circuit. La capacité fait que le courant est en avance sur la tension appliquée, tandis que l'inductance fait que le courant est en retard sur la tension appliquée. Les bobines et les condensateurs utilisés ensemble forment des circuits accordés ou résonnants., , Condensateurs. Un condensateur utilisé dans un circuit à courant alternatif se charge et se décharge en permanence. Un condensateur a tendance à s'opposer aux changements de tension à travers lui. Cela se traduit, par une opposition au courant alternatif appelée réactance capacitive XC., La réactance d'un condensateur est inversement proportionnelle à la valeur de la capacité C, et à la fréquence de fonctionnement f. Elle est donnée par l'expression familière, XC 5, , 1, 2πfC, , BON À SAVOIR, , La réactance d'un condensateur de 100 pF à 2 MHz est de 1, 5 796,2 V, XC 5, 6, 6,28(2 3 10 ) (100 3 10212 ), La formule peut également être utilisée pour calculer la fréquence ou la capacité en fonction de l'application. Ces formules sont, f5, , 1, 2πXCC, , et, , C5, , Les capacités et inductances parasites et distribuées peuvent modifier considérablement le fonctionnement et les performances d'un circuit., , 1, 2πf XC, , Les fils conducteurs d'un Le condensateur a une résistance et une inductance, et le diélectrique a une fuite qui apparaît comme une valeur de résistance en parallèle avec le condensateur. Ces caractéristiques, qui sont illustrées à la Fig. 2-8, sont parfois appelées résidus ou parasites. La résistance série et l'inductance sont très petites et la résistance de fuite est, , Réactance, Condensateur, Réactance capacitive, Résiduel, , Figure 2-8, , À quoi ressemble un condensateur à hautes fréquences., Résistance du fil, Inductance du fil, R, , L, , C, , L, , R, , Rleakage, , Fondamentaux électroniques pour les communications, , 41

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Capacité parasite (ou distribuée), , Inductance (bobine ou inductance), , Inductance, , très élevée, de sorte que ces facteurs peuvent être ignorés aux basses fréquences. Aux fréquences radio, cependant, ces résidus deviennent perceptibles et le condensateur fonctionne comme un circuit RLC complexe. La plupart de ces effets peuvent être grandement minimisés en gardant le condensateur, les fils très courts. Ce problème est principalement éliminé en utilisant les nouveaux condensateurs à puce, qui n'ont pas de conducteurs en tant que tels. La capacité est généralement ajoutée à un circuit par un condensateur d'une valeur spécifique, mais la capacité peut se produire entre deux conducteurs séparés par un isolant. Par exemple, il existe une capacité entre les fils parallèles d'un câble, entre un fil et un châssis métallique, et entre des motifs de cuivre adjacents parallèles sur une carte de circuit imprimé. Ces capacités sont appelées capacités parasites ou distribuées. Les capacités parasites sont généralement petites, mais elles ne peuvent être ignorées, en particulier aux hautes fréquences utilisées dans les communications. Les capacités parasites et distribuées peuvent affecter de manière significative les performances d'un circuit., , Inductances. Un inducteur, également appelé bobine ou starter, est simplement un enroulement de plusieurs tours de fil. Lorsqu'un courant traverse une bobine, un champ magnétique est produit autour de la bobine. Si la tension et le courant appliqués varient, le champ magnétique alternativement se dilate et s'effondre. Cela provoque l'auto-induction d'une tension dans l'enroulement de la bobine, ce qui a pour effet de s'opposer aux variations de courant dans la bobine. Cet effet est connu sous le nom d'inductance., L'unité de base de l'inductance est le henry (H). L'inductance est directement affectée par les caractéristiques physiques de la bobine, y compris le nombre de tours de fil dans l'inducteur, l'espacement des tours, la longueur de la bobine, le diamètre de la bobine et le type de matériau du noyau magnétique . Les valeurs d'inductance pratiques sont dans les régions millihenry, (mH 5 1023 H), microhenry (µH 5 10 26 H) et nanohenry (nH 5 10 29 H)., Fig. 2-9 montre plusieurs types différents de bobines d'inductance., ●, ●, , ●, , ●, , ●, , ●, , Réactance inductive, , Fig. 2-9 (a) est une inductance constituée d'une bobine de fil lourd et autoportant., Dans la Fig. 2-9 (b) l'inducteur est formé d'une spirale de cuivre qui est gravée directement sur la carte elle-même., Dans la Fig. 2-9 (c) la bobine est enroulée sur une forme isolante contenant un fer en poudre ou un noyau de ferrite au centre , pour augmenter son inductance., Fig. 2-9(d) montre un autre type d'inducteur courant, l'un utilisant des spires de fil sur une forme toroïdale ou en forme de beignet., Fig. 2-9(e) montre un inducteur fait en plaçant une petite perle de ferrite sur un fil ; la perle augmente efficacement la petite inductance du fil. La figure 2-9 (f) montre une inductance à puce. Il ne mesure généralement pas plus de 1⁄8 à 1⁄4 de long., Une bobine est contenue dans le corps et l'unité est soudée à la carte de circuit imprimé, avec les connexions d'extrémité. Ces dispositifs ressemblent exactement à des résistances à puce et à des condensateurs., , Dans un circuit à courant continu, une inductance aura peu ou pas d'effet. Seule la résistance ohmique du fil affecte le courant bas. Cependant, lorsque le courant change, comme pendant la mise hors tension ou sous tension, la bobine s'opposera à ces changements de courant. Lorsqu'une inductance est utilisée dans un circuit alternatif, cette opposition devient continue et, constante et est connue sous le nom de réactance inductive. La réactance inductive XL est exprimée en ohms et est calculée à l'aide de l'expression XL 5 2πfL. Par exemple, la réactance inductive d'une bobine de 40 µH à 18 MHz est XL 5 6,28(18 3 106 )(40 3 1026 ) 5 4522 V, En plus de la résistance du fil dans une inductance, il existe une capacité parasite, entre les spires de la bobine. Voir Fig. 2-10(a). L'effet global est comme si un petit condensateur était connecté en parallèle avec la bobine, comme illustré à la Fig. 2-10(b). C'est le circuit équivalent d'une inductance à hautes fréquences. Aux basses fréquences, la capacité peut être, , 42, , Chapitre 2

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Figure 2-9, , Types d'inducteurs. (a) Bobine de fil lourd autoportant. (b) Inducteur fabriqué, comme motif en cuivre. (c) Forme isolante. (d) Inductance toroïdale. (e) Ferrite, inducteur de perle. (f ) Inductance à puce., , Circuit imprimé (PC), carte, , Carte PC, , (a), , (b), Poudre, fer ou ferrite, noyau, , Torique, noyau, , Le noyau entre ou sort pour faire varier l'inductance, , Isolant, forme, , Tours, de fil, , Toroïdal, inducteur, , (c), , (d ), , Composant, fil ou fil, , Ferrite, perle, , Soudure, connexion, Corps, , (e), (f ), , ignorés, mais aux fréquences radio, il est suffisamment grand pour affecter le fonctionnement du circuit. La bobine fonctionne alors non pas comme une pure inductance, mais comme un circuit RLC complexe avec une fréquence d'auto-résonance., Tout fil ou conducteur présente une inductance caractéristique. Plus le fil est long, plus l'inductance est grande. Bien que l'inductance d'un fil droit ne représente qu'une fraction de, , Figure 2-10, , Circuit équivalent d'une inductance à hautes fréquences. (a) Capacité parasite entre les spires. (b) Équivalent, circuit d'une inductance à hautes fréquences., Résistance d'enroulement (bobine), L ⫽ inductance, R, , C ⫽ capacité parasite, Capacité parasite, entre spires, (a ), , (b), , Principes de base de l'électronique pour la communication, , 43

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Facteur de qualité Q, , un microhenry, aux très hautes fréquences la réactance peut être importante. Pour cette raison, il est important de garder toutes les longueurs de fil courtes dans les composants d'interconnexion des circuits RF., Cela est particulièrement vrai pour les fils de condensateur et de transistor, car l'inductance parasite ou distribuée peut affecter de manière significative les performances et les caractéristiques d'un circuit., Un autre caractéristique importante d'une inductance est son facteur de qualité Q, le rapport de la puissance inductive à la puissance résistive :, Q5, , I2XL, 2, , IR, , 5, , XL, R, , C'est le rapport de la puissance renvoyée à le circuit à la puissance réellement dissipée par la résistance de la bobine. Par exemple, le Q d'une inductance de 3 µH avec une résistance totale de 45V, à 90 MHz est calculé comme suit :, Q5, Resistor, , 2πfL, 6.28(90 3 106 )(3 3 1026 ), 1695.6, 5, 5, 5 37.68, R, 45, 45, , Résistances. Aux basses fréquences, une résistance standard à code couleur de faible puissance offre une résistance presque pure, mais aux hautes fréquences, ses fils ont une inductance considérable et une capacité parasite entre les fils fait que la résistance agit comme un circuit RLC complexe, comme illustré. dans la figure 2-11. Pour minimiser les effets inductifs et capacitifs, les fils sont conservés, très courts dans les applications radio., Les minuscules puces de résistance utilisées dans la construction en surface des circuits électroniques, préférées pour les équipements radio, n'ont pratiquement pas de fils à l'exception des embouts métalliques, soudé sur le circuit imprimé. Ils n'ont pratiquement pas d'inductance de plomb et peu de capacité parasite., De nombreuses résistances sont fabriquées à partir d'un matériau de composition de carbone sous forme de poudre, scellées à l'intérieur d'un boîtier minuscule auquel les fils sont attachés. Le type et la quantité de matériau carboné déterminent la valeur de ces résistances. Ils contribuent au bruit du circuit dans lequel ils sont utilisés. Le bruit est causé par les effets thermiques et la nature granuleuse du matériau de résistance. Le bruit apporté par de telles résistances dans un amplificateur, utilisé pour amplifier des signaux radio de très bas niveau, peut être si élevé qu'il efface le signal souhaité. Pour surmonter ce problème, des résistances ilm ont été développées. Ils sont fabriqués en déposant un film de carbone ou de métal en forme de spirale sur une forme en céramique. La taille de la spirale et le type de film métallique déterminent la valeur de résistance. Les résistances à film de carbone sont plus silencieuses que les résistances à composition de carbone, et les résistances à film métallique sont plus silencieuses que les résistances à film de carbone. Les résistances ilm métalliques doivent être utilisées dans les circuits d'amplification qui doivent traiter des signaux RF de très bas niveau. La plupart des résistances à montage en surface sont de type ilm métallique., , Effet de peau, , Effet de peau. La résistance de tout fil conducteur, qu'il s'agisse d'une résistance ou d'un condensateur, d'un fil ou du fil d'une inductance, est principalement déterminée par la résistance ohmique du fil lui-même. Cependant, d'autres facteurs l'influencent. Le plus important est l'effet de peau, la tendance des électrons à descendre dans un conducteur à faible près et sur la surface extérieure, , Figure 2-11, , Circuit équivalent d'une résistance à hautes fréquences (radio)., Résistance, , Plomb inductance, , Capacité parasite, , 44, , Chapitre 2

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Figure 2-12, , L'effet de peau augmente la résistance du fil et de l'inducteur aux hautes fréquences., , Fil, , Électrons, circulent sur ou près de la surface, Aucun courant ne circule au centre du fil, , des fréquences du conducteur dans les VHF, UHF, et les régions micro-ondes (Fig. 2-12). Ceci a pour effet de diminuer considérablement la section transversale totale du conducteur, augmentant ainsi sa résistance et affectant de manière significative les performances du circuit dans lequel le conducteur est utilisé. Par exemple, l'effet de peau abaisse le Q d'un inducteur aux fréquences les plus élevées, provoquant des effets inattendus et indésirables. Ainsi, de nombreuses bobines à haute fréquence, en particulier celles des émetteurs à haute puissance, sont fabriquées avec des tubes en cuivre. Étant donné que le courant ne diminue pas au centre du conducteur, mais uniquement à la surface, le tube fournit le conducteur le plus efficace. Des conducteurs très fins, tels qu'un motif en cuivre sur une carte de circuit imprimé, sont également utilisés. Souvent, ces conducteurs sont plaqués argent ou or pour réduire davantage leur résistance., , Circuits accordés et résonance, Un circuit accordé est composé d'inductance et de capacité et résonne à une fréquence spécifique, la fréquence de résonance. En général, les termes circuit accordé et circuit résonnant sont utilisés de manière interchangeable. Parce que les circuits accordés sont sélectifs en fréquence, ils répondent mieux à leur fréquence de résonance et à une plage étroite de fréquences autour de la fréquence de résonance., Circuits résonnants en série. Un circuit résonnant en série est composé d'une inductance, d'une capacité et d'une résistance, comme illustré à la Fig. 2-13. De tels circuits sont souvent appelés circuits LCR ou circuits RLC. Les réactances inductives et capacitives dépendent de la fréquence de la tension appliquée. La résonance se produit lorsque les réactances inductive et capacitive sont égales. Un tracé de la réactance en fonction de la fréquence est illustré à la Fig. 2-14, où fr est la fréquence de résonance., , Figure 2-13, , Figure 2-14, , Circuit série RLC., , VL, , Circuit LCR, RLC , VC, , XC, R, , VR, , XL, , Réactance, , Vs, , Circuit résonnant série, , Variation de réactance avec, fréquence., , XC, XL, , Circuit accordé (résonant), , XL ⫽ XC, , fr, , Fréquence, , Fondamentaux électroniques pour les communications, , 45

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L'impédance totale du circuit est donnée par l'expression, Z 5 2R2 1 (XL 2 XC ) 2, , Lorsque XL est égal à XC, ils s'annulent, ne laissant que la résistance du circuit, pour s'opposer au courant. À la résonance, l'impédance totale du circuit est simplement la valeur de toutes les résistances en série du circuit. Cela inclut la résistance de la bobine et la résistance des conducteurs du composant, ainsi que toute résistance physique dans le circuit., La fréquence de résonance peut être exprimée en termes d'inductance et de capacité. Une formule pour la fréquence de résonance peut être facilement dérivée. D'abord, exprimez XL et XC comme une équivalence : XL 5 XC. Puisque, XL 5 2πfr L, , et, , XC 5, , 1, 2πfr C, , nous avons, 2πfr L 5, , 1, 2πfr C, , La résolution de f r donne, fr 5, , 1, 2π 1LC, , Dans cette formule, la fréquence est en hertz, l'inductance est en henrys et la capacité est en farads., , Exemple 2-14, Quelle est la fréquence de résonance d'un condensateur de 2,7 pF et d'une inductance de 33 nH ?, 1, 1, 5, 29, 2π 1LC, 6.28233 3 10 3 2.7 3 10212, 5 5.33 3 108 Hz ou 533 MHz, , fr 5, , Il est souvent nécessaire de calculer une capacité ou une inductance, étant donné l'une de ces valeurs et la fréquence de résonance. La formule de fréquence de résonance de base peut être réorganisée, pour résoudre l'inductance et la capacité comme suit :, L5, , 1, 4π f C, 2 2, , et, , C5, , 1, 4π f L, 2 2, , Pour exemple, la capacité qui résonnera à une fréquence de 18 MHz avec une inductance de 12 µH est déterminée comme suit :, C5, 5, , 46, , ​​Chapitre 2, , 1, 4π 2fr2L, , 5, , 1, 39.478 (18 3 106 ) 2 (12 3 1026 ), , 1, 5 6,5 3 10212 F ou 6,5 pF, 39,478(3,24 3 1014 )(12 3 1026 )

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Exemple 2-15, Quelle valeur d'inductance résonnera avec un condensateur de 12 pF à 49 MHz ?, L5, , 1, 1, 5, 2, 4π fr C, 39,478(49 3 106 ) 2 (12 3 10212 ), 2, , 5 8,79 3 1027 H ou 879 nH, , Comme indiqué précédemment, la déinition de base de la résonance dans un circuit accordé en série est le point auquel XL est égal à XC. Avec cette condition, seule la résistance du circuit empêche le courant. L'impédance totale du circuit à la résonance est Z 5 R. Pour cette raison, la résonance dans un circuit accordé en série peut également être définie comme le point auquel l'impédance du circuit est la plus faible et le courant du circuit est le plus élevé. Le circuit étant résistif à la résonance, le courant est en phase avec la tension appliquée. Au-dessus de la fréquence de résonance, la réactance inductive est supérieure à la réactance capacitive et la chute de tension de l'inducteur est supérieure à la chute de tension du condensateur. Par conséquent, le circuit est inductif et le courant sera en retard sur la tension appliquée. En dessous de la résonance, la réactance capacitive est supérieure à la réactance inductive ; la réactance nette est capacitive, produisant ainsi un courant de tête dans le circuit. La chute de tension du condensateur est supérieure à la chute de tension de l'inductance. La réponse d'un circuit résonnant en série est illustrée à la Fig. 2-15, qui est un tracé de la fréquence et du déphasage du courant dans le circuit par rapport à fréquence., Aux très basses fréquences, la réactance capacitive est bien supérieure à la réactance inductive ; par conséquent, le courant dans le circuit est très faible en raison de l'impédance élevée. De plus, comme le circuit est principalement capacitif, le courant est en avance sur la tension de près de 90°. Au fur et à mesure que la fréquence augmente, XC diminue et XL augmente. La quantité de décalage de phase en avance diminue. Au fur et à mesure que les valeurs des réactances se rapprochent, le courant commence à augmenter. Lorsque XL est égal à XC, leurs effets s'annulent et l'impédance dans le circuit n'est que celle de la résistance. Cela produit un pic de courant, où le courant est en phase avec la tension (0°). Comme la fréquence, , Figure 2-15, , Courbes de réponse en fréquence et en phase d'un circuit résonant en série., , ⫹90⬚ (plomb), , Courant du circuit I, , 0⬚, I, , Angle de déphasage (␪), , ␪, , ⫺90⬚ (décalage), , Sous la résonance (capacitif), , fr, , Au-dessus de la résonance (inductif), , Principes de base de l'électronique pour les communications, , 47

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Figure 2-16, , Bande passante d'un circuit résonnant en série., , Ipeak ⫽ 2 mA, 0,707Ipeak ⫽ 1,414 mA, , f1, , fr, , f2, , BW = f2 ⫺ f1, , Bande passante, , Points de demi-puissance , , continue d'augmenter, XL devient supérieur à XC. L'impédance du circuit augmente et le courant diminue. Avec le circuit à prédominance inductive, le courant est en retard sur la tension appliquée. Si la tension de sortie était prise à travers la résistance de la Fig. 2-13, la courbe de réponse et l'angle de phase de la tension correspondraient à ceux de la Fig. 2-15. Comme le montre la Fig. 2-15, le courant est le plus élevé dans une région centrée sur la fréquence de résonance. La plage de fréquence étroite sur laquelle le courant est le plus élevé est appelée la bande passante. Cette zone est illustrée à la Fig. 2-16. Les limites supérieure et inférieure de la largeur de bande sont déinies par deux fréquences de coupure désignées f1 et f2. Ces fréquences de coupure se produisent là où l'amplitude du courant est de 70,7 % du courant de crête. Dans la figure, le courant de crête du circuit est de 2 mA et le courant à la fréquence de coupure inférieure ( f1 ) et supérieure ( f2 ) est de 0,707 de 2 mA, soit 1,414 mA. Niveaux de courant auxquels la réponse est en baisse 70,7 % sont appelés les points de demi-puissance, car la puissance aux fréquences de coupure est la moitié de la puissance maximale de la courbe., P 5 I 2R 5 (0,707 Ipeak ) 2R 5 0,5 Ipeak2R, La bande passante BW Le circuit est défini comme la différence entre les fréquences de coupure supérieure et inférieure : BW 5 f2 2 f1, Par exemple, en supposant une fréquence de résonance de 75 kHz et une coupure supérieure et inférieure, des fréquences de 76,5 et 73,5 kHz, respectivement, la bande passante est BW 5 76,5 2 73,5 5, 3 kHz., La bande passante d'un circuit résonnant est déterminée par le Q du circuit. Rappelez-vous que le Q d'un inducteur est le rapport de la réactance inductive à la résistance du circuit. Cela est vrai pour un circuit résonnant en série, où Q est le rapport de la réactance inductive à la résistance totale du circuit, qui comprend la résistance de l'inductance plus toute résistance série supplémentaire :, Q5, , XL, RT, , Rappelez-vous que la bande passante est alors calculée comme suit, BW 5, , fr, Q, , Si le Q d'un circuit résonant à 18 MHz est de 50, alors la bande passante est BW 5 18/50 5, 0,36 MHz 5 360 kHz., , 48, , Chapitre 2

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Exemple 2-16, Quelle est la bande passante d'un circuit résonnant avec une fréquence de 28 MHz et un Q de 70 ?, BW 5, , fr, 28 3 106, 5, 5 400 000 Hz 5 400 kHz, Q, 70, , La formule peut être réarrangée pour calculer Q, compte tenu de la fréquence et de la bande passante :, Q5, , fr, BW, , Ainsi le Q du circuit dont la bande passante a été calculée précédemment est Q 5, 75 kHz /3kHz 5 25., Puisque la bande passante est approximativement centrée sur la fréquence de résonance, f1 est la même distance de fr que f2 est de fr . Ce fait vous permet de calculer la fréquence de résonance en ne connaissant que les fréquences de coupure :, fr 5 2f1 3 f2, , Par exemple, si f1 5 175 kHz et f2 5 178 kHz, la fréquence de résonance est, fr 5 2175 3 103 3 178 3 103 5 176,5 kHz, , Pour une échelle de fréquence linéaire, vous pouvez calculer la fréquence centrale ou de résonance en utilisant une moyenne des fréquences de coupure., fr 5, , f1 1 f2, 2, , Si le circuit Q est très élevé (.100), alors la courbe de réponse est approximativement symétrique autour de la fréquence de résonance. Les fréquences de coupure seront alors à peu près équidistantes de la fréquence de résonance par la quantité de BW/2. Ainsi, les fréquences de coupure, peuvent être calculées si la bande passante et la fréquence de résonance sont connues :, f1 5 fr 2, , BW, 2, , et, , f2 5 fr 1, , BW, 2, , Par exemple, si la fréquence est de 49 MHz (49 000 kHz) et la bande passante est de 10 kHz, alors les fréquences de coupure seront, f1 5 49 000 kHz 2, , 10k, 5 49 000 kHz 2 5 kHz 5 48 995 kHz, 2, , f2 5 49 000 kHz 1 5 kHz 5 49 005 kHz, Gardez à l'esprit que bien que cette procédure soit une approximation, elle est utile dans de nombreuses applications., La bande passante d'un circuit résonant définit sa sélectivité, c'est-à-dire la façon dont le circuit réagit à des fréquences variables. Si la réponse est de produire un courant élevé uniquement sur une plage étroite de fréquences, une bande passante étroite, le circuit est dit hautement sélectif. Si le courant est élevé sur une plage de fréquences plus large, c'est-à-dire que la bande passante est plus large, le circuit est moins sélectif. En général, les circuits avec une sélectivité élevée et des largeurs de bande étroites sont plus souhaitables. Cependant, la sélectivité et la bande passante réelles d'un circuit doivent être optimisées pour chaque application., Electronic Fundamentals for Communications, , Selectivity, , 49

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La relation entre la résistance du circuit Q et la bande passante est extrêmement importante. La bande passante d'un circuit est inversement proportionnelle à Q. Plus Q est élevé, plus la bande passante est petite. Les faibles Q produisent de larges bandes passantes ou moins de sélectivité. À son tour, Q est une fonction de la résistance du circuit. Une faible résistance produit un Q élevé, une bande passante étroite et un circuit hautement sélectif. Une résistance de circuit élevée produit un faible Q, une large bande passante et une mauvaise sélectivité. Dans la plupart des circuits de communication, circuit, Qs sont au moins 10 et généralement plus élevés. Dans la plupart des cas, Q est contrôlé directement par la résistance de l'inductance. La figure 2-17 montre l'effet de différentes valeurs de Q sur la bande passante., , Exemple 2-17, Les fréquences de coupure supérieure et inférieure d'un circuit résonant sont de 8,07 et 7,93 MHz. Calculez (a) la bande passante, (b) la fréquence de résonance approximative, et (c) Q., b. fr 5 1f1 f2 5 1(8,07 3 106 ) (7,93 3 106 ) 5 8 MHz, , a. BW 5 f2 2 f1 5 8,07 MHz 2 7,93 MHz 5 0,14 MHz 5 140 kHz, , c. Q 5, , fr, 8 3 106, 5 57.14, 5, BW, 140 3 103, , Exemple 2-18, Quelles sont les fréquences négatives approximatives de 3 dB d'un circuit résonant avec un Q de 200 à 16 MHz ? , BW 5, , fr, 16 3 106, 5, 5 80 000 Hz 5 80 kHz, Q, 200, , f1 5 fr 2, , BW, 80 000, 5 16 000 000 2, 5 15,96 MHz, 2, 2, , f2 5 fr 1, , BW, 80 000, 5 16 000 000 1, 5 16,04 MHz, 2, 2, , La résonance produit un phénomène intéressant mais utile dans un circuit RLC en série., Considérez le circuit de la Fig. 2-18(a). À la résonance, supposez XL 5 XC 5 500 V. La résistance totale du circuit est de 10 V. Le Q du circuit est alors, Q5, , XL, 500, 5, 5 50, R, 10, , Si l'application ou la source tension Vs est de 2 V, le courant du circuit à la résonance sera, I5, , 50, , Chapitre 2, , Vs, 2, 5, 5 0,2 A, R, 10

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Figure 2-17, , Effet de Q sur la bande passante et la sélectivité dans un circuit résonant., BW 3, BW 2, , Gain, dB, , Haut Q1, étroit, bande passante, , BW 1, , ⫺3 points dB, Moyen Q2,, bande passante moyenne, , Faible Q3, large, bande passante, , fr, , Figure 2-18, , Tension élévatrice de résonance dans un circuit résonant en série., VL ⫽ 100 V, , I ⫽ 0,2 A, XC ⫽ 500 ⍀, , XL ⫽ 500 ⍀, , VC ⫽ 100 V, , VL ⫽ 100 V, égal et 180°, déphasé, , Vs⫽ 2 V, R ⫽ 10 ⍀, , VR ⫽ Vs ⫽ 2 V, , I , , VR ⫽ 2 V, , VC ⫽ 100 V, (b), , (a ), , Lorsque les réactances, les résistances et le courant sont connus, les chutes de tension, aux bornes de chaque composant peuvent être calculées :, VL 5 IXL 5 0.2(500) 5 100 V, VC 5 IXC 5 0.2(500) 5 100 V, VR 5 IR 5 0.2(10) 5 2 V, Comme vous pouvez le voir, les chutes de tension aux bornes de l'inductance et du condensateur sont significatives, supérieure à la tension appliquée. C'est ce qu'on appelle la tension élévatrice de résonance. Bien que la somme des chutes de tension autour du circuit en série soit toujours égale à la tension de la source, à la résonance, la tension aux bornes de l'inductance est en avance de 90 ° sur le courant et la tension aux bornes, le condensateur est en retard de 90 ° sur le courant [voir Fig. 2-18(b)]. Par conséquent, les tensions inductive et réactive sont égales mais déphasées de 180°. En conséquence, lorsqu'ils sont ajoutés, ils s'annulent les uns les autres, laissant une tension réactive totale de 0. Cela signifie que la tension appliquée entière apparaît à travers la résistance du circuit., La tension élévatrice résonnante à travers la bobine ou le condensateur peut être facilement calculée en multipliant la tension d'entrée ou de source par Q :, , Tension élévatrice de résonance, , VL 5 VC 5 QVs, Dans l'exemple de la Fig. 2-18, VL 5 50(2) 5 100 V., Principes de base de l'électronique pour la communication, , 51

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Ce phénomène intéressant et utile signifie que les petites tensions appliquées peuvent essentiellement être augmentées à une tension plus élevée - une forme d'ampliication simple sans circuits actifs, qui est largement appliquée dans les circuits de communication., , Exemple 2-19, Un circuit résonnant en série a un Q de 150 à 3,5 MHz. La tension appliquée est de 3 µV., Quelle est la tension aux bornes du condensateur ?, VC 5 QVs 5 150(3 3 1026 ) 5 450 3 1026 5 450 µV, , Circuit résonnant parallèle, , Circuits résonnants parallèles. Un circuit résonant parallèle est formé lorsque l'inductance et le condensateur sont connectés en parallèle avec la tension appliquée, comme illustré à la Fig. 2-19 (a). En général, la résonance dans un circuit accordé en parallèle peut également être définie comme le point à laquelle, les réactances inductives et capacitives sont égales. La fréquence de résonance est donc calculée par la formule de fréquence de résonance donnée précédemment. Si nous supposons des composants sans perte dans le circuit (pas de résistance), alors le courant dans l'inductance est égal au courant dans, le condensateur :, IL 5 IC, , Tank circuit, Tank current, , Bien que les courants soient égaux, ils sont de 180° déphasé, comme le montre le diagramme de phaseur de la Fig. 2-19(b). Le courant dans l'inductance est en retard de 90° sur la tension appliquée, et le courant dans le condensateur est en avance sur la tension appliquée de 90°, pour un total de 180°. Maintenant, en appliquant la loi actuelle de Kirchhoff au circuit, la somme de la branche individuelle, les courants sont égaux au courant total tiré de la source. Avec les courants inductifs et capacitifs égaux et déphasés, leur somme est de 0. Ainsi, à la résonance, un circuit accordé en parallèle semble avoir une résistance ininite, ne tire aucun courant de la source et a donc une impédance ininite et agit comme un circuit ouvert. Cependant, il existe un courant de circulation élevé entre l'inductance et le condensateur. L'énergie est stockée et transférée entre l'inductance et le condensateur. Parce qu'un tel circuit agit comme une sorte de réservoir de stockage d'énergie électrique, il est souvent appelé circuit de réservoir et le courant de circulation est appelé courant de réservoir., Dans un circuit résonant pratique où les composants ont des pertes ( résistance), le circuit se comporte toujours comme décrit ci-dessus. En règle générale, nous pouvons supposer que le condensateur a des pertes pratiquement nulles et que l'inductance contient une résistance, comme illustré à la Fig. 2-20 (a)., À la résonance, où XL 5 XC, l'impédance de la branche inductive du circuit est supérieure à l'impédance de la branche capacitive en raison de la résistance de la bobine. Le courant capacitif est légèrement supérieur au courant inductif. Même si les réactances sont, , Figure 2-19, , Courants de circuit résonnants parallèles. (a) Circuit résonnant parallèle. (b) Courant, relations dans un circuit résonnant parallèle., ⫹90°, IC, , IT ⫽冪苴苴苴苴苳, (IL) 2 ⫹ (IC ) 2, Courant de ligne, , IC, , Vs, , Vs, , IL, , IL, ⫺90°, (a), , 52, , Chapitre 2, , (b)

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Figure 2-20, , Un circuit résonnant parallèle pratique. (a) Circuit résonnant parallèle pratique, avec résistance de bobine RW. (b) Relations de phase., IT, , IC, , Courant de ligne, IT, , L, Vs, , (Somme vectorielle de IC et IL, conduit Vs car IC ⬎ IL), Vs, , IC, , C, , RW , IL, IL, , (retard Vs de moins de 90° à cause de RW), , (a), , (b), , égaux, les courants de dérivation seront inégaux et il y aura donc un courant net, faible en la ligne d'alimentation. Le courant source sera en avance sur la tension d'alimentation, comme illustré à la Fig. 2-20(b). Néanmoins, les courants inductifs et capacitifs s'annuleront dans la plupart des cas, car ils sont approximativement égaux et de phase opposée, et par conséquent, la ligne ou le courant de source sera significativement inférieur aux courants de branche individuels. Le résultat est une impédance résistive très élevée, approximativement égale à, Z5, , Vs, IT, , Le circuit de la Fig. 2-20(a) n'est pas facile à analyser. Une façon de simplifier les mathématiques impliquées consiste à convertir le circuit en un circuit équivalent dans lequel la résistance de la bobine est traduite en une résistance parallèle qui donne les mêmes résultats globaux, comme illustré à la Fig. 2-21., L'inductance équivalente Leq et la résistance Req sont calculées avec les formules, Leq 5, , L(Q2 1 1), Q2, , Req 5 RW (Q2 1 1), , et, , et Q est déterminée par la formule, Q5, , XL, RW , , où RW est la résistance de l'enroulement de la bobine., Si Q est élevé, généralement supérieur à 10, Leq est approximativement égal à la valeur d'inductance réelle L. L'impédance totale du circuit à la résonance est égale à la résistance parallèle équivalente :, Z 5 Req, Figure 2-21, , Un circuit équivalent facilite l'analyse des circuits résonnants parallèles., Circuit résonant sans perte, , L, R eq, , C, , C, , RW, , Circuit réel, , L eq, , Circuit équivalent, R eq = R W (Q 2 + 1), L eq = L (Q 2 + 1), 2, Z= R Q, eq, , Principes de base de l'électronique pour les communications, , 53

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Exemple 2-20, Quelle est l'impédance d'un circuit LC parallèle avec une fréquence de résonance de 52 MHz et un Q de 12 ? L 5 0,15 µH., Q5, , XL, RW, , XL 5 2πf L 5 6,28(52 3 106 )(0,15 3 1026 ) 5 49 V, RW 5, , XL, 49, 5, 5 4,1 V, Q, 12, , Z 5 Req 5 RW (Q2 1 1) 5 4.1(122 1 1) 5 4.1(145) 5 592 V, , Si le Q du circuit résonnant parallèle est supérieur à 10, la formule simplifiée suivante peut être utilisé pour calculer l'impédance résistive à la résonance :, Z5, , L, CRW, , La valeur de RW est la résistance de l'enroulement de la bobine., , Exemple 2-21, Calculer l'impédance du circuit donné dans l'exemple 2-20 par en utilisant la formule, Z 5 L/CR., fr 5 52 MHz, C5, , 1, 4π 2fr2L, , RW 5 4,1 V, 5, , L 5 0,15 µH, , 1, 39,478(52 3 106 ) 2 (0,15 3 1026 ), , 5 6.245 3 10211, Z5, , 0.15 3 1026, L, 5, 5 586 V, CRW, (62.35 3 10212 )(4.1), , Ceci est proche de la valeur précédemment calculée de 592 V. formule Z 5 L/CRW, est une approximation., , La bande passante d'un circuit est inversement proportionnelle au Q du circuit., Plus le Q est élevé, plus la bande passante est petite. Les valeurs Q faibles produisent des largeurs de bande larges ou moins de sélectivité., , Une courbe de réponse en fréquence et en phase d'un circuit résonnant parallèle est illustrée à la Fig. 2-22. En dessous de la fréquence de résonance, XL est inférieur à XC ; ainsi le courant inductif, est supérieur au courant capacitif, et le circuit paraît inductif. Le courant de ligne est en retard sur la tension appliquée. Au-dessus de la fréquence de résonance, XC est inférieur à XL ; ainsi, le courant capacitif est supérieur au courant inductif et le circuit apparaît capacitif. Par conséquent, le courant de ligne est en avance sur la tension appliquée. L'angle de phase de l'impédance sera en avance sous la résonance et en retard au-dessus de la résonance., À la fréquence de résonance, l'impédance du circuit culmine. Cela signifie que le courant de ligne à ce moment est à son minimum. À la résonance, le circuit semble avoir une résistance très élevée et le petit courant de ligne est en phase avec la tension appliquée., , 54, , Chapitre 2, , BON À SAVOIR

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Figure 2-22, , Réponse d'un circuit résonnant parallèle., , Z, 0°, , Déphasage du courant de ligne, en degrés (courbe rouge uniquement), , Impédance (courbe bleue uniquement), , +90° (en avance) , , -90° (inductif), , Dessous, résonance, (inductif), , Dessus, résonance, (capacitif), , fr, , Notez que le Q d'un circuit parallèle, qui était auparavant exprimé par Q 5 XL /RW ,, peut également être calculé avec l'expression, Q5, , RP, XL, , où RP est la résistance parallèle équivalente, Req en parallèle avec toute autre résistance parallèle, et XL est la réactance inductive de l'inductance équivalente Leq., You peut définir la bande passante d'un circuit accordé en parallèle en contrôlant Q. Le Q peut être déterminé en connectant une résistance externe à travers le circuit. Cela a pour effet d'abaisser le RP et d'augmenter la bande passante. Supposons XL 5 300 V, RW 5 10 V et fr 5 10 MHz., Q5, , XL, 300, 5, 5 30, RW, 10, , RP 5 RW (Q2 1 1) 5 10(302 1 1) 5 10(901) 5 9010 V, (résistance équivalente du circuit parallèle à la résonance), fr, Q, fr, 10 MHz, Q5, 5, 5 10 (Q nécessaire pour une bande passante de 1 MHz), BW, 1 MHz, RPnew 5 QXL 5 10(300) 5 3000 V, BW 5, , (il s'agit de la résistance totale du circuit RPnew composé du RP d'origine et d'une résistance externe Rext ), RPnew 5, Rext 5, , RPRext, RP 1 Rext, RPnewRP, 9010(3000), 5, 5 4497.5V, RP 2 RPnew, 9010 2 3000, , Fondamentaux électroniques pour les communications, , 55

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2-3 Filtres, Filtre, , Filtre passif, , Un iltre est un circuit sélectif en fréquence. Les filtres sont conçus pour laisser passer certaines fréquences et en rejeter d'autres. Les circuits résonnants en série et en parallèle examinés dans la section 2-2 sont des exemples de filtres. Il existe de nombreuses façons de mettre en œuvre des circuits de filtres. Les filtres simples créés à l'aide de résistances et de condensateurs ou d'inductances et de condensateurs sont appelés filtres passifs car ils utilisent des composants passifs qui n'amplifient pas. Dans le travail de communication, de nombreux iltres sont de la variété LC passive, bien que de nombreux autres types soient utilisés. Certains types spéciaux de iltres sont des iltres actifs qui utilisent des réseaux RC avec rétroaction dans des circuits d'amplificateurs opérationnels, des iltres à condensateur commuté, des iltres en cristal et en céramique, des iltres à ondes acoustiques de surface (SAW) et des iltres numériques mis en œuvre avec des techniques de traitement numérique du signal (DSP). ., Les cinq types de base de circuits de iltre sont les suivants :, Iltre passe-bas. Laisse passer les fréquences inférieures à une fréquence critique appelée fréquence de coupure et atténue fortement celles au-dessus de la fréquence de coupure., Filtre passe-haut. Laisse passer les fréquences au-dessus de la coupure mais rejette celles en dessous., Filtre passe-bande. Laisse passer les fréquences sur une plage étroite entre les fréquences de coupure inférieures et supérieures., Filtre de rejet de bande. Rejette ou arrête les fréquences sur une plage étroite mais laisse passer les fréquences supérieures et inférieures., Filtre passe-tout. Laisse toutes les fréquences également bien sur sa plage de conception, mais a une caractéristique de déphasage fixe ou prévisible., , Filtre RC, , Filtres RC, Un iltre passe-bas permet aux composants de basse fréquence de la tension appliquée de développer une tension de sortie à travers la résistance de charge, tandis que les composants à haute fréquence sont atténués ou réduits dans la sortie. Un iltre passe-haut fait le contraire, permettant aux composants à haute fréquence de la tension appliquée de développer une tension à travers la résistance de charge de sortie. , Le cas d'un circuit de couplage RC est un exemple de filtre passe-haut car la composante alternative de la tension d'entrée est développée aux bornes de R et la tension continue est bloquée par le condensateur série. De plus, avec des fréquences plus élevées dans la composante alternative, plus de tension alternative est couplée. Tout filtre passe-bas ou passe-haut peut être considéré comme un diviseur de tension dépendant de la fréquence, car la quantité de tension de sortie est fonction de la fréquence. ., Les filtres RC utilisent des combinaisons de résistances et de condensateurs pour obtenir la réponse souhaitée. La plupart des iltres RC sont de type passe-bas ou passe-haut. Certains filtres coupe-bande ou coupe-bande sont également fabriqués avec des circuits RC. Les filtres passe-bande peuvent être créés en combinant des sections RC passe-bas et passe-haut, mais cela est rarement fait., , Filtre passe-bas (filtre coupe-haut), , Filtre passe-bas. Un filtre passe-bas est un circuit qui n'introduit aucune atténuation aux fréquences inférieures à la fréquence de coupure mais élimine complètement tous les signaux dont les fréquences sont supérieures à la fréquence de coupure. Les iltres passe-bas sont parfois appelés iltres coupe-haut. La courbe de réponse idéale pour un iltre passe-bas est illustrée à la Fig. 2-23. Cette courbe de réponse ne peut pas être réalisée en pratique. Dans les circuits pratiques, au lieu d'une transition nette à la fréquence de coupure, il y a une transition plus progressive entre peu ou pas d'atténuation et une atténuation maximale. La forme la plus simple de filtre passe-bas est le circuit RC illustré à la Fig. 2- 24(a). Le circuit forme un simple diviseur de tension avec un composant sensible à la fréquence, dans ce cas le condensateur. Aux très basses fréquences, le condensateur a une réactance très élevée par rapport à la résistance et donc l'atténuation est minimale. Lorsque la fréquence augmente, la réactance capacitive diminue. Lorsque la réactance devient inférieure à la résistance, l'atténuation augmente rapidement. La réponse en fréquence de base, , 56, , Chapitre 2

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Figure 2-23, , Courbe de réponse idéale d'un filtre passe-bas., , Sortie, , Coupure, fréquence, , Les signaux dans le passe-bande, non atténués, , Les signaux au-dessus de fco sont éliminés, , Fréquence, , Figure 2- 24, , fco, , Filtre passe-bas RC. (a) Circuit. (b) Filtre passe-bas., Vout(max), (0 dB), 0,707 Vout(max), (⫺3 dB), , Vout, , Vin, R, , 6 dB/octave ou, 20 dB/décade , 6 dB, , ⫺9 dB, 20 dB, , C, ⫺23 dB, XC ⫽ R, , 1, fco ⫽, 2␲RC, , fco, 600, , 6 kHz, , Hz, , 1200, , (b), , (a), , circuit est illustré à la Fig. 2-24(b). La fréquence de coupure de ce iltre est le point où R et XC sont égaux. La fréquence de coupure, également appelée fréquence critique, est déterminée par l'expression, XC 5 R, 1, 5R, 2πfc, fco 5, , 1, 2πRC, , Par exemple, si R 5 4,7 kV et C 5 560 pF, la fréquence de coupure est, fco 5, , 1, 5 60,469 Hz ou 60,5 kHz, 2π(4700) (560 3 10212 ), , Exemple 2-23, Quelle est la fréquence de coupure d'un iltre passe-bas RC à section unique avec R 5 8,2 kV et C 5 0,0033 µF?, fco 5, , 1, 1, 5, 3, 2πRC, 2π(8,2 3 10 )(0,0033 3 1026 ), , fco 5 5881,56 Hz ou 5,88 kHz, , pour la communication, , 57

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Figure 2-25, , Deux étages de filtre RC améliorent la réponse mais augmentent la perte de signal. (a) Circuit. (b) Courbe de réponse., Amplificateur tampon à isoler, Sections RC, R, , 12 dB/octave ou, 40 dB/décade taux de coupure, , Vout(max), 3 dB, , R, , Vout, , Vin , , 12 dB, 40 dB, , C, , C, , fco, 600, , Décade, , Perte d'insertion, , 1200, , À la fréquence de coupure, l'amplitude de sortie est de 70,7 % de l'amplitude d'entrée, aux fréquences inférieures. C'est ce que l'on appelle le point négatif de 3 dB. En d'autres termes, ce filtre a un gain en tension de 23 dB à la fréquence de coupure. Aux fréquences supérieures à la fréquence de coupure, l'amplitude diminue à un taux linéaire de 6 dB par octave ou 20 dB par décade. Une octave est déinie comme un doublement ou une réduction de moitié de la fréquence, et une décade représente une relation d'un dixième ou fois 10. Supposons qu'un iltre ait une coupure de 600 Hz. Si la fréquence double, à 1200 Hz, l'atténuation augmentera de 6 dB, ou de 3 dB à la coupure à 9 dB à 1200 Hz. Si la fréquence augmentait d'un facteur 10 de 600 Hz à 6 kHz, l'atténuation augmenterait d'un facteur de 20 dB de 3 dB à la coupure à 23 dB à 6 kHz., Si un taux d'atténuation plus rapide est requis, deux Sections RC réglées sur la même coupure, la fréquence peut être utilisée. Un tel circuit est illustré à la Fig. 2-25(a). Avec ce circuit, le taux d'atténuation est de 12 dB par octave ou 40 dB par décade. Deux circuits RC identiques sont utilisés, mais un amplificateur d'isolation ou tampon tel qu'un émetteur-suiveur (gain < 1) est utilisé, entre eux pour empêcher la deuxième section de charger la première. La mise en cascade de deux sections RC sans isolation donnera un taux d'atténuation inférieur à l'octave théoriquement idéal de 12 dB en raison des effets de charge., Si la fréquence de coupure de chaque section RC est la même, la fréquence de coupure globale pour l'ensemble iltre est un peu moins. Ceci est causé par une atténuation supplémentaire de la deuxième section. Avec une courbe d'atténuation plus raide, le circuit est dit plus sélectif. L'inconvénient de la mise en cascade de telles sections est qu'une atténuation plus élevée rend le signal de sortie considérablement plus petit. Cette atténuation du signal dans la bande passante du filtre est appelée perte d'insertion. Un filtre passe-bas peut également être mis en œuvre avec une inductance et une résistance, comme illustré à la Fig. 2-26. La courbe de réponse de ce filtre RL est la même que celle illustrée à la Fig. 2-24(b)., La fréquence de coupure est déterminée à l'aide de la formule, fco 5, , Figure 2-26, , R, 2πL, , A filtre passe-bas réalisé avec une inductance., L, XL R, , fco , , 58, , Hz, , (b), , (a), , Octave, , 6 kHz, , Chapitre 2, , R, 2L, , R

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Figure 2-27, , Courbe de réponse en fréquence d'un filtre passe-haut. (a) Idéal. (b) Pratique., 0 dB, , Sortie, , 3 dB, , 6 dB/octave ou, 20 dB/décade, , Bande passante, , fco⫽, fco, , fco, Fréquence, , Fréquence, , (a), , (b), , 1, 2␲RC, , Les iltres passe-bas RL ne sont pas aussi largement utilisés que les iltres RC car les inductances sont généralement plus grandes, plus lourdes et plus chères que les condensateurs. Les inducteurs ont également une perte plus importante que les condensateurs en raison de leur résistance d'enroulement inhérente., , Filtre passe-haut. Un iltre passe-haut laisse passer les fréquences au-dessus de la fréquence de coupure avec peu ou pas d'atténuation mais atténue fortement les signaux en dessous de la fréquence de coupure. La courbe de réponse passe-haut idéale est illustrée à la Fig. 2-27(a). Des approximations de la réponse idéale, courbe illustrée à la Fig. 2-27(b), peuvent être obtenues avec une variété de iltres RC et LC. Le filtre passe-haut RC de base est illustré à la Fig. 2-28(a). Encore une fois, ce n'est rien de plus qu'un diviseur de tension avec le condensateur servant de composant sensible à la fréquence, dans un diviseur de tension. Aux basses fréquences, XC est très élevé. Lorsque XC est beaucoup plus élevé que R, l'effet de diviseur de tension fournit une atténuation élevée des signaux basse fréquence. Lorsque la fréquence augmente, la réactance capacitive diminue. Lorsque la réactance capacitive est égale ou inférieure à la résistance, le diviseur de tension donne très peu d'atténuation. Par conséquent, les hautes fréquences passent relativement sans atténuation., La fréquence de coupure de ce filtre est la même que celle du circuit passe-bas et est dérivée du réglage de XC égal à R et de la résolution de la fréquence :, , Filtre passe-haut, , 1 , 2πRC, Le taux d'atténuation est de 6 dB par octave ou 20 dB par décade., Un filtre passe-haut peut également être mis en œuvre avec une bobine et une résistance, comme illustré à la Fig. 2-28(b). La fréquence de coupure est, fco 5, , R, 2πL, La courbe de réponse pour ce iltre est la même que celle illustrée à la Fig. 2-27(b). Le taux d'atténuation est de 6 dB par octave ou 20 dB par décade, comme c'était le cas avec le filtre passe-bas. Encore une fois, une atténuation améliorée peut être obtenue en mettant en cascade des sections de filtre., fco 5, , Figure 2-28, , (a) Filtre passe-haut RC. (b) Filtre passe-haut RL., R, C, R, , (a), , fco ⫽, , 1, 2␲RC, , L, , fco ⫽, , R, 2␲L, , (b) , , Fondamentaux électroniques pour les communications, , 59

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Exemple 2-24, Quelle est la valeur de résistance EIA standard la plus proche qui produira une fréquence de coupure de 3,4 kHz avec un condensateur de 0,047 µF dans un iltre RC passe-haut ?, fco 5, , 1, 2πRC, , R5, , 1, 1, 5 996 V, 5, 3, 2πfcoC, 2π(3.4 3 10 )(0.047 3 1026 ), , Les valeurs standard les plus proches sont 910 et 1000 V, 1000 étant la plus proche., , Filtre Notch (bandstop ou filtre de rejet de bande), , filtre coupe-bande RC. Les iltres coupe-bande sont également appelés filtres coupe-bande ou coupe-bande. Les filtres de réjection de bande sont utilisés pour atténuer considérablement une plage étroite de fréquences, autour d'un point central. Les filtres coupe-bande accomplissent le même objectif, mais pour une seule fréquence., Un filtre coupe-bande simple qui est implémenté avec des résistances et des condensateurs comme indiqué sur la Fig. . Ce iltre est une variante d'un circuit en pont. Rappelez-vous que dans un circuit en pont, la sortie est nulle si le pont est équilibré., Si les valeurs des composants correspondent précisément, le circuit sera en équilibre et produira une atténuation d'un signal d'entrée à la fréquence de conception aussi élevée que 30 à 40 dB. Une courbe de réponse typique est illustrée à la Fig. 2-29(b)., La fréquence d'encoche centrale est calculée avec la formule, , Filtre encoche en T parallèle (twin-T), , BON A SAVOIR, Filtres encoche Twin-T sont utilisés à, basses fréquences pour éliminer, le bourdonnement de la ligne électrique provenant de l'audio, des circuits et des équipements médicaux, des amplificateurs., , fnotch 5, , 1, 2πRC, , Par exemple, si les valeurs de résistance et de capacité sont de 100 kV et 0,02 µF, la fréquence d'encoche est, fnotch 5, , 1, 5 79,6 Hz, 6,28(10 )(0,02 3 1026 ), 5, , Les iltres d'encoche Twin-T sont principalement utilisés aux basses fréquences, audio et inférieures. Une utilisation courante consiste à éliminer le bourdonnement des lignes électriques à 60 Hz des circuits audio et des amplificateurs d'équipements médicaux à basse fréquence. La clé d'une atténuation élevée à la fréquence d'encoche est, , Figure 2-29, , Filtre encoche RC., R, , R, , C, , C, R, 2, , 2C, , fnotch ⫽, , 1, 2␲ RC, , (a), , 60, , Chapitre 2, , fnotch, (b)

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Exemple 2-25, Quelles valeurs de condensateurs utiliseriez-vous dans un filtre à encoche RC twin-T pour supprimer, 120 Hz si R 5 220 kV ?, 1, 2πRC, 1, 1, C5, 5, 2πfnotchR, 6.28(120) (220 3 103 ), , fnotch 5, , C 5 6.03 3 1029 5 6.03 nF ou 0.006 µF, 2C 5 0.012 µF, , valeurs précises des composants. Les valeurs de la résistance et du condensateur doivent être adaptées pour obtenir une atténuation élevée., , Les filtres LC et les iltres RC sont principalement utilisés aux basses fréquences. Ils sont très courants aux fréquences audio, mais sont rarement utilisés au-dessus d'environ 100 kHz. Aux fréquences radio, leur atténuation de la bande passante est tout simplement trop importante et la pente de coupure est trop graduelle. Il est plus courant de voir des filtres LC fabriqués avec des inducteurs et des condensateurs. Les inductances pour les basses fréquences sont grandes, encombrantes et coûteuses, mais celles utilisées à des fréquences plus élevées sont très petites, légères et peu coûteuses. Au fil des ans, une multitude de types de filtres ont été développés. Les méthodes de conception des filtres ont également changé au fil des ans, grâce à l'informatique, à la conception., , Terminologie des filtres. Lorsque vous travaillez avec des iltres, vous entendrez une variété de termes pour décrire le fonctionnement et les caractéristiques des iltres. Les déinitions suivantes vous aideront à comprendre les spéciications et le fonctionnement du iltre., 1. Bande passante. Il s'agit de la gamme de fréquences sur laquelle le filtre transmet les signaux. C'est la plage de fréquences entre les fréquences de coupure ou entre la fréquence de coupure et zéro (pour le passe-bas) ou entre la fréquence de coupure et l'infini (pour le passe-haut)., 2. Bande d'arrêt. Il s'agit de la plage de fréquences en dehors de la bande passante, c'est-à-dire la plage de fréquences fortement atténuée par le filtre. Les fréquences dans cette plage sont rejetées., 3. Atténuation. Il s'agit de la quantité de réduction des fréquences indésirables dans la bande d'arrêt. Il peut être exprimé sous la forme d'un rapport de puissance ou d'un rapport de tension de la sortie à l'entrée. L'atténuation est généralement donnée en décibels., 4. Perte d'insertion. La perte d'insertion est la perte que le filtre introduit sur les signaux dans la bande passante. Les filtres passifs introduisent une atténuation en raison des pertes résistives dans les composants. La perte d'insertion est généralement donnée en décibels., 5. Impédance. L'impédance est la valeur résistive des terminaisons de charge et de source du filtre. Les filtres sont généralement conçus pour des impédances de source et de charge spécifiques qui doivent être présentes pour un fonctionnement correct. 6. Ondulation. La variation d'amplitude avec la fréquence dans la bande passante, ou la montée et la chute répétitives du niveau du signal dans la bande passante de certains types de filtres, est connue sous le nom d'ondulation. Il est généralement indiqué en décibels. Il peut également y avoir une ondulation dans la bande passante d'arrêt, dans certains types de filtres., Electronic Fundamentals for Communications, , Passband, , Stop band, , Attenuation, , Insertion loss, , Impedance, , Ripple, ,

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Figure 2-30, , Facteur de forme., , 0 dB, , 3 dB, , 40 dB, , 6 kHz, 14 kHz, 14 kHz, BW (40 dB), Facteur de forme ⫽, ⫽, ⫽ 2,3, 6 kHz, BW (3 dB), , Facteur de forme, , Pôle, , Zéro, Retard d'enveloppe, Roll-off, , 7. Facteur de forme. Le facteur de forme, également connu sous le nom de rapport de bande passante, est le rapport entre la bande passante d'arrêt et la bande passante de passage d'un filtre passe-bande. Il compare la largeur de bande à l'atténuation minimale, généralement aux points de 23 dB ou aux fréquences de coupure, à celle de l'atténuation maximale et donne ainsi une indication relative du taux d'atténuation ou de la sélectivité. Plus le rapport est petit, plus la sélectivité est grande. L'idéal est un rapport de 1, qui en général ne peut pas être obtenu avec des filtres pratiques. Le filtre de la Fig. 2-30 a une largeur de bande de 6 kHz au point d'atténuation de 23 dB et une largeur de bande de 14 kHz au point d'atténuation de 240 dB. Le facteur de forme est alors de 14 kHz/6 kHz 5 2,333. Les points de comparaison varient selon les filtres et les fabricants. Les points de comparaison peuvent se situer aux points inférieurs de 6 dB et inférieurs de 60 dB ou à tout autre niveau désigné à deux niveaux. 8. Pôle. Un pôle est une fréquence à laquelle il y a une haute impédance dans le circuit. Il est également utilisé pour décrire une section RC d'un iltre. Un simple iltre RC passe-bas tel que celui de la Fig. 2-24(a) a un pôle. Le iltre à deux sections de la Fig. 2-25 a deux pôles. Pour les iltres passe-bas et passe-haut LC, le nombre de pôles est égal au nombre de composants réactifs dans le iltre. Pour les filtres passe-bande et coupe-bande, le nombre de pôles est généralement supposé être la moitié du nombre de composants réactifs utilisés., 9. Zéro. Ce terme fait référence à une fréquence à laquelle il y a une impédance nulle dans le circuit., 10. Retard d'enveloppe. Aussi connu sous le nom de retard temporel, le retard d'enveloppe est le temps qu'il faut pour qu'un point spéciique sur une forme d'onde d'entrée passe à travers le iltre., 11. Roll-off. Aussi appelé taux d'atténuation, le roll-off est le taux de variation de l'amplitude, avec la fréquence dans un iltre. Plus la décroissance est rapide, ou plus le taux d'atténuation est élevé, plus le filtre est sélectif, c'est-à-dire plus il est capable de différencier deux signaux rapprochés, l'un souhaité et l'autre non., L'un des quatre les types de filtre de base peuvent être facilement mis en œuvre avec des inductances et des condensateurs. De tels iltres peuvent être réalisés pour des fréquences jusqu'à environ plusieurs centaines de mégahertz avant que les valeurs des composants ne deviennent trop petites pour être pratiques. Aux fréquences supérieures à cette fréquence, des iltres spéciaux fabriqués avec des techniques de microruban sur des cartes de circuits imprimés, des iltres à ondes acoustiques de surface et des résonateurs à cavité sont courants. Étant donné que deux types de réactances sont utilisées, inductives combinées à capacitives, le taux de décroissance de l'atténuation, , 62, , Chapitre 2

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Figure 2-31, , Configurations et réponse du filtre passe-bas. (a) Coupe en L. (b) section en T., (c) section en π. (d ) Courbe de réponse., , L, , L, , L, , RL, , C, , C, , (a), , RL, , (b), , L, 3 dB, 12 dB/octave, C , , RL, , C, , fC, (c), , Figure 2-32, , (d), , Courbes d'atténuation du filtre de Butterworth passe-bas au-delà de la fréquence de coupure fc ., 0, 12, n⫽2, , Atténuation (dB), , 24, 36, , 3, , 48, 4, , 60, , 5, , 72, 84, , 6, , 96, , 7, , 108, 120, 1,0, , 1,5, , 2,0 , , 2,5 3,0 3,5 4,0, Le rapport de fréquence f /fc, , 5, , 6, , 7, , 8, , 9 10, , est supérieur avec les iltres LC qu'avec les iltres RC. Les inducteurs rendent ces iltres plus grands et plus chers, mais le besoin d'une meilleure sélectivité les rend nécessaires., , Filtres LC passe-bas et passe-haut. La Fig. 2-31 montre les configurations de base du filtre passe-bas. Le circuit bipolaire de base de la Fig. 2-31(a) fournit un taux d'atténuation de 12 dB par octave ou 20 dB par décade. Ces sections peuvent être mises en cascade pour fournir un taux de décroissance encore plus élevé. Le graphique de la Fig. 2-32 montre les taux d'atténuation pour les iltres passe-bas, avec deux à sept pôles. L'axe horizontal f/fc est le rapport d'une fréquence donnée, par rapport à la fréquence de coupure du filtre fc. La valeur n est le nombre de pôles dans le filtre. Supposons une fréquence de coupure de 20 MHz. Le rapport pour une fréquence de 40 MHz serait de 40/20 5 2. Cela représente un doublement de la fréquence, ou une octave. L'atténuation, Principes de base de l'électronique pour les communications, , 63

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Figure 2-33, , Filtres passe-haut. (a) Coupe en L. (b) Section en T (b) Section π., 1, C, 2, , 2C, , 2L, , 2C, , C, , L, , RL, , RL, , L⫽, , RL, 4␲fCO, , 2L, , RL, , (c), , (b), , (a), , 2L, , C⫽, , 1, 4␲fCORL, , sur la courbe à deux pôles est de 12 dB. Les iltres π et T de la Fig. 2-31(b) et (c) avec trois pôles donnent un taux d'atténuation de 18 dB pour un rapport de fréquence de 2:1. La Fig. 2-33 montre les configurations de base du filtre passe-haut. Une courbe similaire à celle de la Fig. 2-32 est également utilisée pour déterminer l'atténuation des iltres à pôles multiples. La mise en cascade de ces sections fournit un taux d'atténuation supérieur. Ces conigurations de filtres utilisant le moins d'inducteurs sont préférées pour un coût moindre et moins d'espace., , Types de filtres, Les principaux types de filtres LC utilisés portent le nom de la personne qui a découvert et développé la méthode d'analyse et de conception pour chaque iltre. Les iltres les plus largement utilisés sont Butterworth, Chebyshev, Cauer (elliptique) et Bessel. Chacun peut être implémenté en utilisant les configurations passe-bas et passe-haut de base présentées précédemment. Les différentes courbes de réponse sont obtenues en sélectionnant les valeurs des composantes lors de la conception., Filtre de Butterworth, , Butterworth. L'effet de filtre Butterworth a une latence maximale en réponse dans la bande passante et une atténuation uniforme avec la fréquence. Le taux d'atténuation juste à l'extérieur de la bande passante n'est pas aussi élevé que celui qui peut être obtenu avec d'autres types de filtres. Voir Fig. 2-34 pour un exemple de filtre Butterworth passe-bas, , filtre Chebyshev, , Chebyshev. Les filtres Chebyshev (ou Tchebyschev) ont une très bonne sélectivité ; c'est-à-dire que leur taux d'atténuation ou de réduction est élevé, bien supérieur à celui du iltre Butterworth (voir Fig. 2-34). L'atténuation juste à l'extérieur de la bande passante est également très élevée, encore une fois, meilleure que celle du Butterworth. Le principal problème avec le iltre Chebyshev est qu'il a une ondulation dans la bande passante, comme le montre la figure. La réponse n'est pas lat ou constante comme c'est le cas avec le filtre Butterworth. Cela peut être un inconvénient dans certaines applications., , Cauer (elliptique) filtre, , Cauer (elliptique). Les iltres Cauer produisent une atténuation ou un taux de décroissance encore plus important que les iltres Chebyshev et une plus grande atténuation hors de la bande passante. Cependant, ils le font avec une ondulation encore plus élevée dans la bande passante ainsi qu'à l'extérieur de la bande passante., , Bessel (Thomson) filter, , Bessel. Aussi appelés iltres Thomson, les circuits de Bessel fournissent la fréquence et la réponse souhaitées (c'est-à-dire passe-bas, passe-bande, etc.) mais ont un retard constant dans la bande passante., , 64, , Chapitre 2

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Figure 2-34, Courbes de réponse , Butterworth, elliptique, Bessel et Chebyshev., Ondulation dans la bande passante, Chebyshev, Elliptique, , Sortie, , Butterworth, , Bessel, , Fréquence, , Les iltres de Bessel ont ce qu'on appelle un retard de groupe lat : lorsque la fréquence du signal varie, dans la bande passante, le déphasage ou le retard qu'il introduit est constant. Dans certaines applications, un retard de groupe constant est nécessaire pour empêcher la distorsion des signaux dans la bande passante due aux déphasages variables avec la fréquence. Les filtres qui doivent laisser passer des impulsions ou une modulation à large bande en sont des exemples. Pour obtenir cette réponse souhaitée, le filtre Bessel a une atténuation plus faible juste à l'extérieur de la bande passante., , Filtres mécaniques. Un iltre plus ancien mais toujours utile est le iltre mécanique. Ce type de filtre utilise les vibrations résonnantes des disques mécaniques pour assurer la sélectivité. Le signal à filtrer est appliqué à une bobine qui interagit avec un aimant permanent pour produire des vibrations dans la tige reliée à une séquence de sept ou huit disques dont les dimensions déterminent la fréquence centrale du filtre. Les disques ne vibrent qu'à proximité de leur fréquence de résonance, produisant un mouvement dans une autre tige connectée à une bobine de sortie. Cette bobine fonctionne avec un autre aimant permanent pour générer une sortie électrique. Les filtres mécaniques sont conçus pour fonctionner dans la plage de 200 à 500 kHz et ont des Q très élevés. Leurs performances sont comparables à celles des iltres à cristaux. Quel que soit leur type, les iltres passifs sont généralement conçus et construits avec des composants discrets bien qu'ils puissent également être mis sous forme de circuits intégrés. Un certain nombre de progiciels de filtrage et de conception sont disponibles pour simplifier et accélérer le processus de conception. La conception des filtres LC est spécialisée et complexe et dépasse le cadre de ce texte. Cependant, les iltres peuvent être achetés en tant que composants. Ces iltres sont préconçus et emballés, dans de petits boîtiers scellés avec uniquement des bornes d'entrée, de sortie et de masse et peuvent être utilisés, tout comme les circuits intégrés. Une large gamme de fréquences, de caractéristiques de réponse et de taux d'atténuation peut être obtenue., , Filtres passe-bande. Un filtre passe-bande est un filtre qui laisse passer une plage étroite de fréquences, autour d'une fréquence centrale fc, avec une atténuation minimale, mais rejette les fréquences, au-dessus et en dessous de cette plage. La courbe de réponse idéale d'un filtre passe-bande est illustrée à la Fig. 2-35(a). Il a des fréquences de coupure supérieures et inférieures f2 et f1, comme indiqué. La largeur de bande de ce iltre est la différence entre les fréquences de coupure supérieure et inférieure, ou BW 5 f2 2 f1. Les fréquences supérieures et inférieures aux fréquences de coupure sont éliminées., La courbe de réponse idéale ne peut pas être obtenue avec des circuits pratiques, mais des approximations proches peuvent être obtenues. Une courbe de réponse de filtre passe-bande pratique est illustrée à la Fig. 2-35(b). Les fréquences de coupure sont celles auxquelles la tension de sortie est en baisse de 0,707 % par rapport à la valeur de sortie de crête. Ce sont les points d'atténuation de 3 dB., Electronic Fundamentals for Communications, , Filtre passe-bande, , 65

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Figure 2-35, , Courbes de réponse d'un filtre passe-bande. (a) Idéal. (b) Pratique., Bande passante, Bande passante, , 0, –3 dB, , f1, , fc, , f2, , f1, , BW = f2 – f1, , fc, , f2, , BW = f2 – f1, , (a), , (b), , Deux types de iltres passe-bande sont illustrés à la Fig. 2-36. Dans la Fig. 2-36 (a), un circuit résonnant en série est connecté en série avec une résistance de sortie, formant un diviseur de tension. Aux fréquences supérieures et inférieures à la fréquence de résonance, la réactance inductive ou capacitive sera élevée par rapport à la résistance de sortie. Par conséquent, l'amplitude de sortie sera très faible. Cependant, à la fréquence de résonance, les réactances inductives et capacitives s'annulent, ne laissant que la petite résistance de l'inductance. Ainsi, la majeure partie de la tension d'entrée apparaît à travers la plus grande résistance de sortie. La courbe de réponse de ce circuit est illustrée à la Fig. 2-35(b). Rappelez-vous que la bande passante d'un tel circuit est fonction de la fréquence de résonance et de Q : BW 5 fc /Q. Un filtre passe-bande résonant parallèle est illustré à la Fig. 2-36(b). Encore une fois, un diviseur de tension est formé avec la résistance R et le circuit accordé. Cette fois, la sortie est prise à travers le circuit résonant parallèle. Aux fréquences supérieures et inférieures à la fréquence de résonance centrale, l'impédance du circuit accordé parallèle est faible par rapport à celle de la résistance. Par conséquent, la tension de sortie est très faible. Les fréquences supérieures et inférieures à la fréquence centrale sont fortement atténuées. A la fréquence de résonance, les réactances sont égales et l'impédance du circuit accordé en parallèle est très élevée par rapport à celle de la résistance. Par conséquent, la majeure partie de la tension d'entrée apparaît à travers le circuit accordé. La courbe de réponse est similaire à celle illustrée à la Fig. 2-35(b). Une sélectivité améliorée avec des « jupes » plus raides sur la courbe peut être obtenue en cascadant plusieurs sections passe-bande. Plusieurs façons de procéder sont illustrées à la Fig. 2-37. Au fur et à mesure que les sections sont mises en cascade, la bande passante devient plus étroite et la courbe de réponse devient plus raide. Un exemple est illustré à la Fig. 2-38. Comme indiqué précédemment, l'utilisation de plusieurs sections de filtre améliore considérablement la sélectivité mais augmente l'atténuation de la bande passante (perte d'insertion), qui doit être compensée par un gain supplémentaire., , Figure 2-36, , Filtres passe-bande simples., L, , C, , R, , fc ⫽, BW ⫽, , R, , L, , C, , Q⫽, , (a), , 66, , Chapitre 2, , (b), , 1, 苴, 2␲ 兹LC, fc, Q, 2␲fcL, RW, , RW ⫽ enroulement, résistance, de bobine (L)

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Figure 2-37, , Quelques circuits de filtre passe-bande courants., , RL, , RL, , RL, , Figure 2-38, , RL, , Comment les sections de filtre en cascade réduisent la bande passante et améliorent la sélectivité., , Une section de filtre, , Réponse, , Deux sections, Trois sections, Quatre sections, , fc, Fréquence, , Figure 2-39, , Filtres coupe-bande accordés LC. (a) Shunt. (b) Série. (c) Courbe de réponse., , R, , L, , L, , fc ⫽, , C, , 1, 2␲ LC, , R, C, , fc, (a), , (b), , Principes de base de l'électronique pour les communications, , (c), , 67

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Figure 2-40, , Filtre coupe-bande Bridge-T., L, , C, , fnotch ⫽, , C, , 2/LC, , 4, , L, R1RW ⫽, 2C, , R1, , RW ⫽ résistance d'enroulement de L, , Filtre de rejet de bande (filtre coupe-bande), , Trap, Filtre Bridge-T, , Filtres de rejet de bande. Les iltres de rejet de bande, également connus sous le nom de iltres coupe-bande, rejettent une bande étroite de fréquences autour d'une fréquence centrale ou d'encoche. Deux filtres coupe-bande LC typiques sont illustrés à la Fig. 2-39. Dans la Fig. 2-39 (a), le circuit résonant série LC forme un diviseur de tension avec la résistance d'entrée R. Aux fréquences supérieures et inférieures à la réjection centrale, ou fréquence d'encoche, l'impédance du circuit LC est élevée par rapport à celle de la résistance ., Par conséquent, les signaux à des fréquences supérieures et inférieures à la fréquence centrale sont transmis avec une atténuation minimale. A la fréquence centrale, le circuit accordé résonne, ne laissant que la petite résistance de l'inductance. Cela forme un diviseur de tension avec la résistance d'entrée. Étant donné que l'impédance à la résonance est très faible par rapport à la résistance, le signal de sortie a une amplitude très faible. Une courbe de réponse typique est illustrée à la Fig. 2-39(c)., Une version parallèle de ce circuit est illustrée à la Fig. 2-39(b), où le circuit résonant parallèle est connecté en série avec une résistance à partir de laquelle la sortie est prise. Aux fréquences supérieures et inférieures à la fréquence de résonance, l'impédance du circuit parallèle est très faible ; il y a donc peu d'atténuation du signal et la majeure partie de la tension d'entrée apparaît aux bornes de la résistance de sortie. À la fréquence de résonance, le circuit LC parallèle a une impédance résistive extrêmement élevée par rapport à la résistance de sortie, et donc une tension minimale apparaît à la fréquence centrale. Les iltres LC utilisés de cette manière sont souvent appelés pièges. Un autre iltre à encoche de type pont est le iltre à bascule en pont illustré à la Fig. 2-40. Ce iltre, qui est largement utilisé dans les circuits RF, utilise des inductances et des condensateurs et a donc une courbe de réponse plus raide que le iltre à encoche RC twin-T. Comme L est variable, l'encoche est réglable., La Fig. 2-41 montre les symboles communs utilisés pour représenter les filtres RC et LC ou tout autre type de filtre dans les schémas ou schémas fonctionnels du système., , Filtres actifs, Filtre actif, , Filtre actif Les iltres sont des circuits sélectifs en fréquence qui intègrent des réseaux RC et des amplificateurs, avec une rétroaction pour produire des performances passe-bas, passe-haut, passe-bande et coupe-bande., Ces iltres peuvent remplacer les iltres LC passifs standard dans de nombreuses applications. Ils offrent les avantages suivants par rapport aux filtres LC passifs standard., Figure 2-41, , Schéma fonctionnel ou symboles schématiques pour les filtres., Passe-haut, , Passe-bas, Entrée, , Sortie, , Entrée, , Passe-bande, Entrée, , 68, , Chapitre 2, , Out, , Band-Reject/Notch, Out, , In, , Out

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1. Gain. Parce que les filtres actifs utilisent des amplificateurs, ils peuvent être conçus pour amplifier aussi bien que filtrer, compensant ainsi toute perte d'insertion., 2. Pas d'inducteurs. Les inductances sont généralement plus grandes, plus lourdes et plus chères que les condensateurs et ont des pertes plus importantes. Les filtres actifs n'utilisent que des résistances et des condensateurs., 3. Facile à régler. Étant donné que les résistances sélectionnées peuvent être rendues variables, la coupure du filtre, la fréquence, la fréquence centrale, le gain, le Q et la bande passante sont réglables., 4. Isolation. Les amplificateurs fournissent une isolation très élevée entre les circuits en cascade, en raison du circuit de l'amplificateur, diminuant ainsi l'interaction entre le filtre, les sections., 5. Adaptation d'impédance plus facile. L'adaptation d'impédance n'est pas aussi critique qu'avec les filtres LC. La Fig. 2-42 montre deux types de iltres actifs passe-bas et deux types de iltres actifs passe-haut. Notez que ces iltres actifs utilisent des amplis op pour fournir le gain. Le diviseur de tension, composé de R1 et R2, définit le gain du circuit dans les circuits des Fig. 2-42(a) et (c) comme dans tout ampli op non inverseur. Le gain est défini par R3 et/ou R1 sur la Fig. 2-42(b) et par C3 et/ou C1 sur la Fig. 2-42(d). Tous les circuits ont ce qu'on appelle une réponse de second ordre, ce qui signifie qu'ils fournissent la même action de iltrage qu'un iltre LC à deux pôles. Le taux d'atténuation est de 12 dB par octave ou 40 dB par décade. Plusieurs filtres peuvent être montés en cascade pour fournir des taux d'atténuation plus rapides., , Figure 2-42, , Réponse de second ordre, , Types de filtres actifs. (a) Passe-bas. (b) Passe-bas. (c) Passe-haut. (d ) Passe-haut, C1, , R3, , Vin, , R4, Vout, , , , C2, , R3, R1, , C2, , Vin, , R2, , R1, , , , , R2, , Vout, , C1, , (a), , (b), , R3, C3, Vin, C1, , Vout, , , , , C2, R4, , R2, R1, , Vin, , C1, , C2, , , , R2, , Vout, , R1, , (d ), , (c), , Fondamentaux électroniques pour les communications, , 69

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Figure 2-43, , Filtres passe-bande et coupe-bande actifs. (a) Passe-bande. (b) Passe-bande. (c) Encoche à Q élevé., R, , R, 2C, , C, , C, , R, 2, , , , Vin, , , , (a ), , Vout, , (b), , , , , Vin, , Vout, , (c), , Deux iltres passe-bande actifs et un iltre coupe-bande sont illustrés à la Fig. 2-43. Sur la Fig. 2-43(a), les sections RC passe-bas et passe-haut sont combinées avec une rétroaction pour donner un résultat passe-bande. Sur la Fig. 2-43(b), un filtre coupe-bande RC twin-T est utilisé avec une rétroaction négative, pour fournir un résultat passe-bande. Un filtre à encoche utilisant un twin-T est illustré à la Fig. 2-43(c). La rétroaction rend la réponse plus nette qu'avec un twin-T passif standard. Les iltres actifs sont fabriqués avec des amplis op à circuit intégré (IC) et des réseaux RC discrets. Ils peuvent être conçus pour avoir l'une des réponses discutées précédemment, telles que Butterworth et Chebyshev, et ils sont facilement mis en cascade pour fournir une sélectivité encore plus grande. Les filtres actifs sont également disponibles sous forme de composants complets. Le principal inconvénient des iltres actifs est que leur fréquence de fonctionnement supérieure est limitée par la réponse en fréquence des amplis op et les tailles pratiques des résistances et des condensateurs., La plupart des iltres actifs sont utilisés à des fréquences inférieures à 1 MHz, et la plupart des circuits actifs fonctionner, dans la gamme audio et légèrement au-dessus. Cependant, aujourd'hui, les amplis op avec des gammes de fréquences allant jusqu'à une micro-onde (0,1 GHz) couplés à des résistances et des condensateurs à puce ont rendu les filtres actifs RC pratiques pour les applications jusqu'à la gamme RF., , Filtres en cristal et céramique, La sélectivité d'un Le filtre est limité principalement par le Q des circuits, qui est généralement le Q des inductances utilisées. Avec les circuits LC, il est difficile d'atteindre Q, des valeurs supérieures à 200. En fait, la plupart des Q des circuits LC sont compris entre 10 et 100 et, par conséquent, le taux de décroissance est limité. Dans certaines applications, cependant, il est nécessaire de, , 70, , Chapitre 2

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Figure 2-44, , Comment la sélectivité affecte la capacité de discriminer entre les signaux., , Rejets de filtre plus nets, signal indésirable, Lets roll-off lent, passage de signal indésirable, , f1, , f, , f2, , f1 ⫽ signal souhaité, f2 ⫽ signal indésirable, , sélectionnez un signal souhaité, en le distinguant d'un signal indésirable proche (voir, Fig. 2-44). Un filtre conventionnel a un taux de décroissance lent et le signal indésirable n'est donc pas complètement atténué. La façon d'obtenir une plus grande sélectivité et un Q plus élevé, de sorte que le signal indésirable sera presque complètement rejeté, consiste à utiliser des filtres constitués de fines lamelles de cristal de quartz ou de certains types de matériaux céramiques. Ces matériaux présentent ce qu'on appelle la piézoélectricité. Lorsqu'ils sont physiquement pliés ou autrement déformés, ils développent une tension sur les faces du cristal. Alternativement, si une tension alternative est appliquée à travers le cristal ou la céramique, le matériau vibre, à une fréquence très précise, une fréquence qui est déterminée par l'épaisseur, la forme et la taille du cristal ainsi que l'angle de coupe du visages de cristal. En général, plus le cristal ou l'élément en céramique est fin, plus la fréquence d'oscillation est élevée., Les cristaux et les éléments en céramique sont largement utilisés dans les oscillateurs pour régler la fréquence de fonctionnement à une valeur précise, qui est maintenue malgré les variations de température et de tension, qui peuvent se produire dans le circuit., Les cristaux et les éléments céramiques peuvent également être utilisés comme éléments de circuit pour former des iltres, en particulier des iltres passe-bande. Le circuit équivalent d'un dispositif en cristal ou en céramique est un circuit accordé avec un Q de 10 000 à 1 000 000, permettant de construire des iltres hautement sélectifs., , Filtres en cristal. Les filtres à cristal sont fabriqués à partir du même type de cristaux de quartz normalement, , Piézoélectricité, , Filtre à cristal, , utilisé dans les oscillateurs à cristal. Lorsqu'une tension est appliquée à travers un cristal, il vibre à une fréquence de résonance spécifique, qui est fonction de la taille, de l'épaisseur et de la direction de la coupe du cristal. Les cristaux peuvent être coupés et broyés pour presque toutes les fréquences comprises entre 100 kHz et 100 MHz. La fréquence de vibration du cristal est extrêmement stable, et les cristaux sont donc largement utilisés pour fournir des signaux sur des fréquences exactes avec une bonne stabilité., Le circuit équivalent et le symbole schématique d'un cristal de quartz sont illustrés à la Fig. 2-45. Le cristal agit comme un circuit LC résonant. La partie série LCR du circuit équivalent représente le cristal lui-même, tandis que la capacité parallèle CP est la capacité des plaques de montage métalliques avec le cristal comme diélectrique., , Figure 2-45, , Cristal de quartz. (a) Circuit équivalent. (b) Symbole schématique., L, , R, , CS, , ou, CP, (a), , (b), , Electronic Fundamentals for Communications, , 71

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Figure 2-46, , ​​Variation d'impédance avec la fréquence d'un cristal de quartz., XL, , Réactance, , Parallèle, résonance, fS, 0, , fP, , f, , Série, résonance, XC, , Fig. 2-46 montre les variations d'impédance du cristal en fonction de la fréquence., Aux fréquences inférieures à la fréquence de résonance du cristal, le circuit apparaît capacitif et a une impédance élevée. Cependant, à une certaine fréquence, les réactances de l'inductance équivalente L et de la capacité série CS sont égales et le circuit résonne. Le circuit série résonne lorsque XL 5 XCS . A cette fréquence de résonance série fS, le circuit est résistif. La résistance du cristal est extrêmement faible, donnant au circuit un Q extrêmement élevé. Les valeurs de Q comprises entre 10 000 et 1 000 000 sont courantes. Cela fait du cristal un circuit résonnant série hautement sélectif., Si la fréquence du signal appliqué au cristal est supérieure à fS, le cristal apparaît, inductif. À une fréquence plus élevée, la réactance de la capacité parallèle CP est égale à la réactance de l'inductance nette. Lorsque cela se produit, un circuit résonant parallèle est formé. À cette fréquence de résonance parallèle fP, l'impédance du circuit est résistive, mais extrêmement élevée. Parce que le cristal a des fréquences de résonance série et parallèle proches, il constitue un composant idéal pour une utilisation dans les filtres. En combinant des cristaux avec des séries sélectionnées et des points de résonance parallèles, des iltres hautement sélectifs avec n'importe quelle bande passante souhaitée peuvent être construits. Le iltre à cristaux le plus couramment utilisé est le réseau cristallin complet illustré à la Fig. 2-47. C'est un filtre passe-bande. Notez que les transformateurs sont utilisés pour fournir l'entrée, au filtre et pour extraire la sortie. Les cristaux Y1 et Y2 résonnent à une fréquence, et les cristaux Y3 et Y4 résonnent à une autre fréquence. La différence entre les deux fréquences cristallines détermine la bande passante du iltre. La bande passante descendante de 3 dB est d'environ 1,5 fois l'espacement de fréquence du cristal. Par exemple, si la fréquence Y1 à Y2 est de 9 MHz et la fréquence Y3 à Y4 est de 9,002 MHz, la différence est de 9,002 2 9,000 5 0,002 MHz 5 2 kHz. La bande passante à 3 dB est alors de 1,5 3, 2 kHz 5 3 kHz. Les cristaux sont également choisis de manière à ce que la fréquence de résonance parallèle de Y3 à Y4 soit égale à la fréquence de résonance série de Y1 à Y2. La fréquence de résonance série de Y3 à Y4 est égale à la fréquence de résonance parallèle de Y1 à Y2. Le résultat est une bande passante avec une atténuation extrêmement raide. Les signaux en dehors de la bande passante sont rejetés jusqu'à 50 à, , Figure 2-47, , Filtre à réseau cristallin., Y1, , Y3, Entrée, , Sortie, , Y4, , Y2, , 72, , Chapitre 2

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Figure 2-48, , Filtre en échelle de cristal., , Entrée, , Sortie, , 60 dB en dessous de ceux à l'intérieur de la bande passante. Un tel iltre peut facilement faire la distinction entre des signaux souhaités et indésirables très étroitement espacés. Un autre type de iltre à cristal est le iltre en échelle illustré à la Fig. 2-48, qui est également un iltre passe-bande. Tous les cristaux de ce iltre sont taillés pour exactement la même fréquence. Le nombre de cristaux utilisés et les valeurs des condensateurs shunt définissent la bande passante. Au moins six cristaux doivent généralement être montés en cascade pour obtenir le type de sélectivité nécessaire dans les applications de communication., , Filtres en céramique. La céramique est un composé cristallin manufacturé qui possède les mêmes qualités piézoélectriques que le quartz. Les disques en céramique peuvent être réalisés de telle sorte qu'ils vibrent à une fréquence fixe, fournissant ainsi des actions de iltrage. Les iltres en céramique sont très petits et peu coûteux et sont donc largement utilisés dans les émetteurs et les récepteurs. Bien que le Q de la céramique n'ait pas une limite supérieure aussi élevée que celle du quartz, il est généralement de plusieurs milliers, ce qui est très élevé par rapport au Q pouvant être obtenu avec des filtres LC. Les filtres en céramique typiques sont du type passe-bande avec des fréquences centrales de 455 kHz et 10,7 MHz. Ceux-ci sont disponibles dans différentes largeurs de bande en fonction de l'application., Ces iltres en céramique sont largement utilisés dans les récepteurs de communication., Un schéma d'un iltre en céramique est illustré à la Fig. 2-49. Pour un bon fonctionnement, le filtre doit être alimenté par un générateur avec une impédance de sortie de Rg et se terminer par une charge de RL. Les valeurs de Rg et RL sont généralement de 1,5 ou 2 kV., , Filtres à ondes acoustiques de surface. Une forme spéciale de filtre à cristaux est la surface, , Filtre en céramique, , BON À SAVOIR, Les filtres en céramique sont utilisés dans la plupart des récepteurs et émetteurs de communication car ils sont relativement petits et peu coûteux., , Filtre à ondes acoustiques de surface (SAW) , , filtre à ondes acoustiques (SAW). Ce iltre passe-bande à réglage fixe est conçu pour fournir la sélectivité exacte requise par une application donnée. Fig. 2-50 montre la conception schématique, , Figure 2-49, , Symbole schématique pour un filtre céramique., Rg, , RL, , Figure 2-50, , Un filtre à ondes acoustiques de surface., Interdigital, transducteurs, , Interdigital , transducteurs, , Acoustique de surface, ondes, , Entrée, Sortie, Céramique piézoélectrique, , Fondamentaux de l'électronique pour les communications, , 73

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d'un iltre SAW. Les filtres SAW sont fabriqués sur un substrat céramique piézoélectrique tel que le niobate de lithium. Un motif d'ingères interdigitales sur la surface convertit les signaux en ondes acoustiques qui traversent la surface du filtre. En contrôlant les formes, les tailles et les espacements des doigts interdigitaux, la réponse peut être adaptée à n'importe quelle application. Les ingers interdigités à la sortie reconvertissent les ondes acoustiques en signaux électriques., Les filtres SAW sont normalement des filtres passe-bande utilisés à des fréquences radio très élevées où la sélectivité est difficile à obtenir. Leur gamme utile commune est de 10 MHz à 3 GHz. Ils ont un faible facteur de forme, ce qui leur confère une très bonne sélectivité à des fréquences aussi élevées. Ils ont une perte d'insertion significative, généralement de l'ordre de 10 à 35 dB, qui doit être surmontée avec un amplificateur d'accompagnement. Les filtres SAW sont largement utilisés dans les récepteurs de télévision modernes, les récepteurs radar, les réseaux locaux sans fil et les téléphones portables. sont des filtres IC actifs constitués d'amplificateurs opérationnels, de condensateurs et de commutateurs à transistors. Également connus sous le nom de filtres de données échantillonnés analogiques ou filtres de commutation, ces dispositifs sont généralement mis en œuvre avec des circuits MOS ou CMOS. Ils peuvent être conçus pour fonctionner comme filtres passe-haut, passe-bas, passe-bande ou coupe-bande. Le principal avantage des SCF est qu'ils offrent un moyen de créer des circuits accordés ou sélectifs, dans un circuit intégré sans utiliser d'inducteurs, de condensateurs ou de résistances discrets., Les iltres à condensateur commuté sont constitués d'amplis op, de commutateurs MOSFET et de condensateurs., Tous les composants sont entièrement intégrés sur une seule puce, ce qui rend inutiles les composants discrets externes. Le secret du SCF est que toutes les résistances sont remplacées par des condensateurs, qui sont commutés par des commutateurs MOSFET. Les résistances sont plus difficiles à fabriquer sous forme de circuit intégré et occupent beaucoup plus d'espace sur la puce que les transistors et les condensateurs. Avec des condensateurs commutés, il est possible de réaliser des filtres actifs complexes sur une seule puce. D'autres avantages sont la sélection du type de filtre, l'ajustabilité totale de la fréquence de coupure ou centrale et l'ajustabilité totale de la bande passante. Un circuit de iltre peut être utilisé pour de nombreuses applications différentes et peut être réglé sur une large gamme de fréquences et de bandes passantes., , Intégrateur commuté, , Intégrateurs commutés. Le bloc de construction de base des SCF est l'intégrateur d'ampli op classique, comme illustré à la Fig. 2-51 (a). L'entrée est appliquée à travers une résistance et la rétroaction est fournie par un condensateur. Avec cette disposition, la sortie est fonction de l'intégrale, de l'entrée :, Vout 5 2, , #, , 1, Vin dt, RC, , Avec des signaux alternatifs, le circuit fonctionne essentiellement comme un iltre passe-bas avec un gain de, 1/RC., , Figure 2-51, , intégrateurs IC. (a) Intégrateur conventionnel. (b) Intégrateur à condensateur commuté., ␾1, ␾1, fc ␾ 2, ␾2, , C2, , MOSFET, commutateurs, Vin, ⫺, ⫹, , Vout ⫽ ⫺, , 冮, , 1, V dt, RC in, , Vin, , S1, , S2, , 74, , Vout ⫽, , 冮, , (b), , Chapitre 2, , ⫺, ⫹, , C, fc 1 Vin dt, C2, , C1, , ( a), , Biphasé, horloge

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Pour travailler sur une large gamme de fréquences, les valeurs RC de l'intégrateur doivent être modifiées. Il est difficile de créer des valeurs de résistance et de condensateur basses et élevées sous forme de circuit intégré. Cependant, ce problème peut être résolu en remplaçant la résistance d'entrée par un condensateur commuté, comme illustré à la Fig. 2-51(b). Les commutateurs MOSFET sont pilotés par un générateur d'horloge dont la fréquence est typiquement de 50 à 100 fois la fréquence maximale du signal alternatif à filtrer. La résistance d'un interrupteur MOSFET lorsqu'il est allumé est généralement inférieure à 1000 V. Lorsque l'interrupteur est éteint, sa résistance est de plusieurs mégohms. L'horloge émet deux phases, désignées ϕ1 et ϕ2, qui pilotent les interrupteurs MOSFET. Lorsque S1 est allumé, S2 est éteint et vice versa. Les interrupteurs sont de type break-beforemake, ce qui signifie qu'un interrupteur s'ouvre avant que l'autre ne se ferme. Lorsque S1 est fermé, la charge sur le condensateur suit le signal d'entrée. Étant donné que la période d'horloge et la durée d'activation de l'interrupteur sont très courtes par rapport à la variation du signal d'entrée, un bref "échantillon" de la tension d'entrée reste stocké sur C1 et S1 s'éteint. Maintenant, S2 s'allume. La charge du condensateur C1 est appliquée à la jonction de sommation de l'ampli op. Il se décharge, provoquant un courant trop faible dans le condensateur de contre-réaction C2. La tension de sortie résultante est proportionnelle à l'intégrale de l'entrée. Mais cette fois, le gain de l'intégrateur est, fa, , C1, b, C2, , où f est la fréquence d'horloge. Le condensateur C1, qui est commuté à une fréquence d'horloge de, f avec une période T, équivaut à une valeur de résistance de R 5 T/C1., La beauté de cet arrangement est qu'il n'est pas nécessaire de fabriquer des résistances sur la puce IC . Au lieu de cela, des condensateurs et des commutateurs MOSFET, qui sont plus petits que les résistances, sont utilisés. De plus, étant donné que le gain est fonction du rapport de C1 à C2, les valeurs exactes des condensateurs sont moins importantes que leur rapport. Il est beaucoup plus facile de contrôler le rapport des paires de condensateurs appariés que de faire des valeurs précises de capacité., En combinant plusieurs de ces intégrateurs de commutation, il est possible de créer un passe-bas, un passe-haut, un passe-bande et une bande -rejeter les filtres de type Butterworth, Chebyshev, elliptique et Bessel avec presque toutes les sélectivités souhaitées. La fréquence centrale ou fréquence de coupure du filtre est définie par la valeur de la fréquence d'horloge. Cela signifie que le iltre peut être réglé sur le moment en faisant varier la fréquence d'horloge. Une caractéristique unique mais parfois indésirable d'un SCF est que le signal de sortie est en réalité une approximation échelonnée du signal d'entrée. En raison de la commutation, de l'action des MOSFET et de la charge et de la décharge des condensateurs, le signal prend une forme numérique étagée. Plus la fréquence d'horloge est élevée par rapport à la fréquence du signal d'entrée, plus cet effet est faible. Le signal peut être ramené à son état d'origine en le faisant passer à travers un simple filtre passe-bas RC dont la fréquence de coupure est réglée juste au-dessus de la fréquence maximale du signal., Divers SCF sont disponibles sous forme de circuit intégré, tous deux dédiés à un seul usage ou universelles, versions. Certains modèles peuvent être configurés en formats Butterworth, Bessel, Eliptical ou autres, avec jusqu'à huit pôles. Ils peuvent être utilisés pour filtrer des signaux jusqu'à environ 100 kHz. Les fabricants incluent Linear Technology, Maxim Integrated Products et Texas Instruments. L'un des plus populaires est le MF10 fabriqué par Texas Instruments. Il s'agit d'un SCF universel qui peut être réglé pour un fonctionnement passe-bas, passe-haut, passe-bande ou rejet de bande. Il peut être utilisé pour des fréquences centrales ou de coupure jusqu'à environ 20 kHz. La fréquence d'horloge est d'environ 50 à 100 fois la fréquence de fonctionnement., , Filtres de commutation. Une variante intéressante d'un filtre à condensateur commuté est le filtre de commutation illustré à la Fig. 2-52. Il est composé de résistances et de condensateurs discrets avec des commutateurs MOSFET pilotés par un compteur et un décodeur. Le circuit semble être un filtre RC passe-bas, mais l'action de commutation fait fonctionner le circuit comme un filtre passe-bande. La fréquence de fonctionnement fout est liée à la fréquence d'horloge fc et au nombre N de commutateurs et de condensateurs utilisés., fc, and, fout 5, fc 5 Nfout, N, Electronic Fundamentals for Communications, , Commutating filter, , 75

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Figure 2-52, , Un SCF commutant., R, , Passe-bande, sortie fout, , Entrée, C, , C, , C, , C, , fout ⫽, BW ⫽, , S1, , S3, , S2, , fc, N, 1, 2␲NRC, , S4, , Décodeur 2 à 4 lignes, , Horloge fc, , T, , A, , T, , A, , B, B, , Compteur 2 bits, , Horloge, , S1, , S2, , S3, , S4, , La bande passante du circuit est liée aux valeurs RC et au nombre de condensateurs et de commutateurs utilisés comme suit :, BW 5, , 1, 2πNRC, , Pour le iltre sur la Fig. 2-52, la bande passante est BW 5 1y(8πRC)., Un Q très élevé et une bande passante étroite peuvent être obtenus, et la variation de la valeur de la résistance rend la bande passante réglable., Les formes d'onde de fonctionnement sur la Fig. 2-52 montrent que chaque condensateur est allumé et éteint séquentiellement de sorte qu'un seul condensateur est connecté au circuit à la fois. Un échantillon de la tension d'entrée est stocké sous forme de charge sur chaque condensateur lorsqu'il est connecté à l'entrée., La tension du condensateur est la moyenne de la variation de tension pendant le temps où le commutateur connecte le condensateur au circuit., Fig. 2-53 (a) montre des formes d'onde d'entrée et de sortie typiques, en supposant une entrée d'onde sinusoïdale., La sortie est une approximation échelonnée de l'entrée en raison de l'action d'échantillonnage des condensateurs commutés. Les étapes sont grandes, mais leur taille peut être réduite en utilisant simplement un plus grand nombre de commutateurs et de condensateurs. L'augmentation du nombre de condensateurs, de quatre à huit, comme sur la figure 2-53 (b), rend les pas plus petits, et donc la sortie plus, se rapproche étroitement de l'entrée. Les étapes peuvent être éliminées ou fortement minimisées en faisant passer la sortie à travers un simple filtre passe-bas RC dont la coupure est réglée au centre, à la valeur de fréquence ou légèrement supérieure., Une caractéristique du filtre de commutation est qu'il est sensible aux harmoniques , de la fréquence centrale pour laquelle il est conçu. Les signaux dont la fréquence est un multiple entier de la fréquence centrale du iltre sont également transmis par le iltre, bien que, , 76, , Chapitre 2

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Figure 2-53, , Entrée et sortie pour le filtre de commutation. (a) Filtre à quatre condensateurs., (b) Filtre à huit condensateurs., , Signal d'entrée, , Sortie, Filtre à 4 condensateurs, , (a), , Sortie, Filtre à 8 condensateurs, , (b), , Comb réponse de filtre d'un filtre de commutation., , Sortie, , Figure 2-54, , fout, , 2fout, , 3fout, , 4fout, , Fréquence, , à une amplitude un peu plus faible. La réponse du iltre, appelée réponse en peigne, est illustrée à la Fig. 2-54. Si de telles performances ne sont pas souhaitables, les fréquences plus élevées peuvent être éliminées avec un filtre passe-bas RC ou LC conventionnel connecté à la sortie., , Comb response, , 2-4 Théorie de Fourier, L'analyse mathématique des méthodes de modulation et de multiplexage utilisées dans les systèmes de communication suppose des porteurs d'onde sinusoïdale et des signaux d'information. Cela simplifie l'analyse et rend le fonctionnement prévisible. Cependant, dans le monde réel, tous les signaux d'information ne sont pas sinusoïdaux. Les signaux d'information sont généralement des signaux vocaux plus complexes et, Electronic Fundamentals for Communications, , 77

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signaux vidéo qui sont essentiellement composés d'ondes sinusoïdales de nombreuses fréquences et amplitudes. Les signaux d'information peuvent prendre un nombre infini de formes, y compris des ondes rectangulaires (c'est-à-dire des impulsions numériques), des ondes triangulaires, des ondes en dents de scie et d'autres formes non sinusoïdales. De tels signaux nécessitent qu'une approche non sinusoïdale soit adoptée pour déterminer les caractéristiques et les performances de tout circuit ou système de communication. L'une des méthodes utilisées pour ce faire est l'analyse de Fourier, qui fournit un moyen d'analyser avec précision le contenu de signaux non sinusoïdaux les plus complexes. Bien que l'analyse de Fourier nécessite l'utilisation de calculs et de techniques mathématiques avancées au-delà de la portée de ce texte, ses applications pratiques à l'électronique de communication sont relativement simples., , Analyse de Fourier, , Concepts de base, Fig. 2-55 (a) montre une base sinusoïdale avec ses dimensions les plus importantes et l'équation qui l'exprime. Une onde cosinus de base est illustrée à la Fig. 2-55(b). Notez que l'onde cosinusoïdale a la même forme qu'une onde sinusoïdale mais qu'elle est en avance de 90° sur l'onde sinusoïdale. Une harmonique est une onde sinusoïdale dont la fréquence est un multiple entier d'une onde sinusoïdale fondamentale. Par exemple, la troisième harmonique d'une onde sinusoïdale de 2 kHz est une onde sinusoïdale de 6 kHz. La figure 2-56 montre les quatre premières harmoniques d'une onde sinusoïdale fondamentale., Ce que la théorie de Fourier nous dit, c'est que nous pouvons prendre une forme d'onde non sinusoïdale et la décomposer en composants d'onde sinusoïdale ou cosinusoïdale liés harmoniquement., La Un exemple classique de ceci est une onde carrée, qui est un signal rectangulaire avec des alternances positives et négatives d'égale durée. Dans l'onde carrée ca de la Fig. 2-57, cela signifie que t1 est égal à t2. Une autre façon de dire cela est que l'onde carrée a un cycle de service D de 50 %, le rapport de la durée de l'altération positive t1 à la période T exprimée, en pourcentage :, , Harmonique, , Onde carrée, , Cycle de service D, , D5, , t1, 3 100, T, , L'analyse de Fourier nous dit qu'une onde carrée est composée d'une onde sinusoïdale à la fréquence fondamentale de l'onde carrée plus un nombre infini d'harmoniques impairs. Par exemple, si la fréquence fondamentale de l'onde carrée est de 1 kHz, l'onde carrée peut être synthétisée en ajoutant l'onde sinusoïdale de 1 kHz et les ondes sinusoïdales harmoniques de 3 kHz, 5 kHz, 7 kHz, 9 kHz, etc. ., Fig. 2-58 montre comment cela est fait. Les ondes sinusoïdales doivent avoir l'amplitude et la relation de phase correctes les unes par rapport aux autres. L'onde sinusoïdale fondamentale dans ce cas a une valeur de 20 V crête à crête (une crête de 10 V). Lorsque les valeurs d'onde sinusoïdale sont ajoutées instantanément, le résultat se rapproche d'une onde carrée. Dans la Fig. 2-58(a), la fondamentale et la troisième harmonique, , Figure 2-55, , Ondes sinus et cosinus., T, , T, T ⫽ période d'un cycle, en secondes, , VP, , VP, , f ⫽ fréquence en Hz, ⫽, 0, , 0°, , 90°, , 180°, , 270°, , 360°, , 1, T, , v ⫽ instantanée, valeur de la tension, , 0°, , 90°, , 180°, , 270°, , 360°, , VP ⫽ tension de crête, ␻ ⫽ 2␲f, ⫺VP, , VP, , v ⫽ VP cos 2␲ft, v ⫽ VP cos ␻t, , v ⫽ VP sin 2␲ft, v ⫽ VP sin ␻t, , 78, , Chapitre 2

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Figure 2-56, , Une onde sinusoïdale et ses harmoniques., , Fondamentale (f ), , Deuxième harmonique (2f ), , Troisième harmonique (3f ), , Quatrième harmonique (4f ), , sont ajoutés. Notez la forme de l'onde composite avec les troisième et cinquième harmoniques ajoutées, comme sur la figure 2-58(b). Plus on ajoute d'harmoniques élevées, plus l'onde composite ressemble à une onde carrée parfaite. La figure 2-59 montre à quoi ressemblerait l'onde composite avec 20 harmoniques impairs ajoutés au fondamental. Les résultats sont très proches d'une onde carrée., , Figure 2-57, , Une onde carrée., t, , t, ⫹V, , ⫹V, t1, , t2, f⫽, , t2, , T, , T ⫽ t1 ⫹ t2, , 0, , t1, , 1, 0, , t1 ⫽ t2, (cycle de service 50%), t, Cycle de service ⫽ 1 ⫻ 100, T, , ⫺V, , (b), , (a), , Fondamentaux électroniques pour les communications, , 79

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Figure 2-58, , Une onde carrée est composée d'une onde sinusoïdale fondamentale et d'un nombre infini d'harmoniques impairs., Fondamentale, , v, , 0, , v, , T/4, , T/2, , T, , 3T/4, , t, , Période ⫽ T ⫽, , ⫺10 V, , Onde composée avec 3e et 5e harmoniques ajoutées au fondamental, , 10 V, , Onde composée du fondamental plus 3e harmonique, , 10 V , , 0, , T/4, , T/2, , T, , 3T/4, , ␻t, , 1, f ⫺10 V, , (a), , (b), Fondamental, , v, , Avec 3e harmonique, , 10 V, , Avec 3e et 5e harmoniques, , V⬁, Onde carrée parfaite, (harmoniques infinies), , T/2, , 0, , T, , ␻t, , ⫺V⬁, ⫺10 V, (c), , Figure 2-59, , Onde carrée composée de 20 harmoniques impaires ajoutées à la fondamentale., 10 V, , 0V, , ⫺10 V, , L'implication de ceci est qu'une onde carrée doit être analysé comme une collection d'ondes sinusoïdales harmoniquement liées plutôt qu'une seule entité d'onde carrée. Ceci est confirmé, en effectuant une analyse mathématique de Fourier sur l'onde carrée. Le résultat est l'équation suivante, qui exprime la tension en fonction du temps :, f (t) 5, , 80, , 1, 4V, 1, 3, 1, 5, 1, 7, c sin 2π a b t 1 sin 2π une b t 1 péché 2π une b t 1 péché 2π une b t 1 . . . d, π, T, 3, T, 5, T, 7, T, , Chapitre 2

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où le facteur 4V/π est un multiplicateur pour tous les termes sinusoïdaux et V est le pic de l'onde carrée, la tension. Le premier terme est l'onde sinusoïdale fondamentale, et les termes suivants sont les troisième, cinquième, septième, etc., harmoniques. Notez que les termes ont également un facteur d'amplitude. Dans ce cas, l'amplitude est également fonction de l'harmonique. Par exemple, la troisième harmonique a une amplitude égale au tiers de l'amplitude fondamentale, et ainsi de suite. L'expression pourrait être réécrite avec f 5 1/T. Si l'onde carrée est un courant continu plutôt qu'un courant alternatif, comme illustré à la Fig. 2-57(b), l'expression de Fourier a une composante continue :, f (t) 5, , 1, V, 4V, 1, 1 , asin 2πft 1 sin 2π3ft 1 sin 2π5ft 1 sin 2π7ft 1 . . . b, 1, π, 2, 3, 5, 7, , Dans cette équation, V/2 est la composante continue, la valeur moyenne de l'onde carrée. C'est aussi la ligne de base sur laquelle roulent les ondes sinusoïdales fondamentales et harmoniques., Une formule générale pour l'équation de Fourier d'une forme d'onde est, f (t) 5, , V, 4V q, 1, a (sin 2πnft), πn n51, 2, , où n est impair. La composante continue, si elle est présente dans la forme d'onde, est V/2. En utilisant le calcul et d'autres techniques mathématiques, la forme d'onde est déinie, analysée et exprimée comme une somme de termes sinus et/ou cosinus, comme illustré par le , expression de l'onde carrée ci-dessus. La figure 2-60 donne les expressions de Fourier pour certaines des formes d'onde non sinusoïdales les plus courantes., , Exemple 2-26, Une onde carrée ca a une tension de crête de 3 V et une fréquence de 48 kHz. Trouvez (a) la fréquence de la cinquième harmonique et (b) la valeur efficace de la cinquième harmonique. Utilisez la formule de la Fig. 2-60(a)., a. 5 3 48 kHz 5 240 kHz, b. Isolez l'expression de la cinquième harmonique dans la formule, qui est 1, 5 sin 2π(5/T ) t. Multipliez par le facteur d'amplitude 4V/π. La valeur de crête de la cinquième harmonique VP est, VP 5, , 4(3), 4V 1, a b5, 5 0,76, π 5, 5π, , rms 5 0,707 3 valeur de crête, Vrms 5 0,707VP 5 0,707(0,76 ) 5 0,537 V, , L'onde triangulaire de la Fig. 2-60(b) présente les harmoniques fondamentales et impaires, mais elle est constituée d'ondes cosinus plutôt que d'ondes sinusoïdales. L'onde en dents de scie de la figure 2-60 (c) contient la fondamentale plus toutes les harmoniques paires et impaires. Les Fig. 2-60(d) et (e) montrent des impulsions demi-sinusoïdales comme celles observées à la sortie des redresseurs demi-onde et pleine onde. Les deux ont une composante continue moyenne, comme on pouvait s'y attendre. Le signal demi-onde est composé uniquement d'harmoniques paires, tandis que le signal pleine onde a à la fois des harmoniques paires et impaires. Fig. 2-60( f ) montre l'expression de Fourier pour une onde carrée en courant continu où la composante continue moyenne est Vt0 /T., , Domaine temporel par rapport au domaine fréquentiel, la plupart des signaux et des formes d'onde que nous discutons et analysons sont exprimés en le temps, le domaine. C'est-à-dire qu'il s'agit de variations de tension, de courant ou de puissance par rapport au temps., Electronic Fundamentals for Communications, , Time domain, , 81

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Figure 2-60, , Ondes non sinusoïdales courantes et leurs équations de Fourier. (a) Onde carrée. (b) Onde triangulaire. (c) Dent de scie., (d ) Demi-onde cosinusoïdale. (e) Onde cosinus complète. (f ) Impulsion rectangulaire., f(t), V, , f(t), , V, , t, , t, 2T, , f(t) , , T, , 0, V, , T, , 2T , , T, V, , T, , 1, 4V, 1, 1, 3, 5, sin 2, t sin 2, t sin 2, t …, 5, , T, T, T, 3, , f( t) , , 8V, 1, 1, 3, 5, 1, cos 2, t cos 2, t, cos 2, t …, 2, T, T, T, 9, 25, , (a), , ( b), , T 1, f, V, , V f(t), t, , 2T, , T, , 0, , T, , t, , V, , f(t) , , V, , 2V, 1, 1, 2, t, sin 2, t sin 2, , T, T, 2, , , T, , 0, , T, , 2T, , f(t) , , , 2, 2, cos 2 1 t cos 2, t, 2, 3, T, T, , V, V, , , , , 1, 3, 1, 4, t …, sin 2, t sin 2, 3, T, T, 4, , , , 4, 2, 6, 2, t …, cos 2, t cos 2, T, T, 35, 15, (d ), , (c ), , T, T, V, t0, , t0, 0 , , T, , f(t), V, , 2T, , T, , 0, , f(t) , , T, , 2T, , 2V 2V, , , , , sin, , 3t0, 2t0, sin, T cos 6t0, T cos 4t0, …, , T, T, 2t0, 3t0, T, T, , sin, , , f(t) , , t0, T cos 2t0, T, t0, T, , Vt0, 2Vt0 , , T, T, , V, , T, , 2, 2, 2, 2, 3, cos 2 1 , t …, cos 2, t, cos 2, 3, T, 15, T, 35, T, , (f ), , (e), , Tous les signaux présentés dans les illustrations précédentes sont des exemples de formes d'onde dans le domaine temporel. Leurs expressions mathématiques contiennent la variable temps t, indiquant qu'elles sont une quantité variant dans le temps. La théorie de Fourier nous donne une nouvelle et différente façon d'exprimer et d'illustrer des signaux complexes. Ici, des signaux complexes contenant de nombreuses composantes sinusoïdales et/ou cosinusoïdales sont exprimés sous forme d'amplitudes d'onde sinusoïdale ou cosinusoïdale à différentes fréquences. En d'autres termes, un graphique d'un signal particulier est un tracé des amplitudes des composantes sinus et/ou cosinus par rapport à la fréquence. Un tracé typique du domaine fréquentiel de l'onde carrée est illustré à la Fig. 2-61 (a) . Notez que les lignes droites représentent les amplitudes des ondes sinusoïdales des harmoniques fondamentales et, et celles-ci sont tracées sur un axe de fréquence horizontal. Un tel tracé dans le domaine fréquentiel peut être réalisé directement à partir de l'expression de Fourier en utilisant simplement les fréquences des fondamentaux et des harmoniques et leurs amplitudes. Dans le domaine fréquentiel, des tracés pour certaines des autres ondes non sinusoïdales courantes sont également illustrés à la Fig. 2-61., , 82, , Chapitre 2

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Figure 2-61, , Les tracés du domaine fréquentiel des ondes non sinusoïdales courantes. (a) Onde carrée. (b) En dents de scie. (c) Triangle., (d ) Demi-onde cosinusoïdale., , Temps, , 0, , 1, , 2, , 3 4 5, 6, Harmonique (), , 7, , 8, , 9, , 0, , Volts, , Fréquence, , Volts, , 0, , Fondamental, , Volts, , Volts, , Fondamental, , 0, , Temps, , 10, , 1, , 2, , 3 4 5, 6, Harmonique (), , (a ), , 7, , 8, , 9, , 10, , (b), , Fondamentale, , Composante continue, , Volts, , Temps, 0, , 0, 1, , 2, , 3 4, , 5 , , 6, , 7, , 8, , Volts, , Volts, , Volts, , Fondamentale, 0, , 0, , 9, , 0, , Harmonique (), , 1, , 2, , 3, , 4, , 5, , 6, , 7, , 8, , 9, , Harmonique (), (d ), , (c), , Notez que l'onde triangulaire de la Fig. 2-61(c) est composée de la fondamentale et impair, les harmoniques. La troisième harmonique est représentée par une ligne sous l'axe, ce qui indique un déphasage de 180° dans l'onde cosinus qui la compose. La Fig. 2-62 montre comment les domaines temporel et fréquentiel sont liés. L'onde carrée discutée précédemment est utilisée comme exemple. Le résultat est une vue tridimensionnelle à trois axes., , Figure 2-62, , Relation entre les domaines temporel et fréquentiel., Fréquence, , Amplitude, , Fréquence, domaine, Temps, Domaine temporel, , Principes de base de l'électronique pour les communications, , 83

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Figure 2-63, , Conversion d'une onde carrée en onde sinusoïdale en filtrant toutes les harmoniques., Réponse en fréquence, du filtre passe-bas, , 0, 1, , 2, , Analyseur de spectre, , 3, , 4, 5, 6, Harmonique (), , 7, , 8, , 9, , LPF, , Fréquence, 10, 1 kHz, , 1 kHz, , Les signaux et les formes d'onde dans les applications de communication sont exprimés en utilisant à la fois le domaine temporel et le domaine fréquentiel graphiques, mais dans de nombreux cas, le graphique du domaine fréquentiel est beaucoup plus utile. Cela est particulièrement vrai dans l'analyse de formes d'onde de signaux complexes, ainsi que dans les nombreuses méthodes de modulation et de multiplexage utilisées dans les communications. Des instruments de test pour afficher des signaux dans les domaines temporel et fréquentiel sont facilement disponibles. Vous connaissez déjà l'oscilloscope, qui affiche l'amplitude de tension d'un signal par rapport à un axe de temps horizontal., L'instrument de test pour produire un affichage dans le domaine fréquentiel est l'analyseur de spectre. Comme l'oscilloscope, l'analyseur de spectre utilise un tube cathodique pour l'affichage, mais l'axe de balayage horizontal est calibré en hertz et l'axe vertical est calibré en volts ou en unités de puissance ou en décibels., , L'importance de la théorie de Fourier, Fourier L'analyse nous permet de déterminer non seulement les composantes sinusoïdales de tout signal complexe, mais également la quantité de bande passante occupée par un signal particulier. Bien qu'une onde sinusoïdale ou cosinusoïdale à une seule fréquence n'occupe théoriquement aucune bande passante, les signaux complexes occupent évidemment plus d'espace spectral. Par exemple, une onde carrée de 1 MHz avec des harmoniques jusqu'à la onzième occupe une bande passante de 11 MHz. Si ce signal doit passer, sans atténuation et sans distorsion, alors toutes les harmoniques doivent être passées. Un exemple est illustré à la Fig. 2-63. Si une onde carrée de 1 kHz passe à travers un filtre passe-bas avec une fréquence de coupure juste au-dessus de 1 kHz, toutes les harmoniques au-delà de la troisième harmonique sont fortement atténuées ou, pour la plupart, complètement filtrées. Le résultat est que la sortie du filtre passe-bas est simplement l'onde sinusoïdale fondamentale à la fréquence d'onde carrée. Si le filtre passe-bas était réglé pour couper à une fréquence supérieure à la troisième harmonique, alors la sortie du iltre consisterait en une onde sinusoïdale fondamentale et la troisième, harmonique. Une telle forme d'onde a été montrée sur la Fig. 2-58(a). Comme vous pouvez le constater, lorsque les harmoniques supérieures ne sont pas toutes transmises, le signal d'origine est fortement déformé. C'est pourquoi il est important que les circuits et les systèmes de communication aient une bande passante suffisamment large pour accueillir toutes les composantes harmoniques dans la forme d'onde du signal à traiter., La Fig. 2-64 montre un exemple dans lequel une onde carrée de 1 kHz est passé à travers un filtre passe-bande réglé sur la troisième harmonique, ce qui donne une sortie d'onde sinusoïdale de 3 kHz. Dans ce cas, le iltre utilisé est suffisamment précis pour sélectionner la composante souhaitée., Spectre d'impulsions, , Spectre d'impulsions, L'analyse de Fourier des impulsions binaires est particulièrement utile en communication, car elle donne un moyen d'analyser la bande passante nécessaire pour transmettre de telles impulsions. Bien que théoriquement, , 84, , Chapitre 2

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Figure 2-64, , Sélection de la troisième harmonique avec un filtre passe-bande., , Filtre passe-bande, courbe de réponse, , 0, 1, , 2, , 3, , 4, 5, 6, Harmonique (), , 7, , 8 , , BPF, 3 kHz, , Fréquence, 10, , 9, , 1 kHz, , 3 kHz, , le système doit passer toutes les harmoniques dans les impulsions, en réalité, relativement peu doivent être passées pour conserver la forme du impulsion. De plus, le train d'impulsions dans la communication de données se compose rarement d'ondes carrées avec un rapport cyclique de 50 %. Au lieu de cela, les impulsions sont rectangulaires et présentent des rapports cycliques variables, de très faible à très élevé. [La réponse de Fourier de ces impulsions est donnée à la Fig. 2-60(f).], Revenez à la Fig. 2-60(f). La période du train d'impulsions est T et la largeur d'impulsion est t0. Le rapport cyclique est t0/T. Le train d'impulsions est constitué d'impulsions cc avec une valeur cc moyenne de Vt0/T. En termes d'analyse de Fourier, le train d'impulsions est composé d'un fondamental et de toutes les harmoniques paires et impaires. Le cas particulier de cette forme d'onde est celui où le rapport cyclique est de 50 % ; dans ce cas, toutes les harmoniques paires disparaissent. Mais avec tout autre rapport cyclique, la forme d'onde est composée à la fois d'harmoniques paires et impaires. Puisqu'il s'agit d'une série d'impulsions cc, la valeur cc moyenne est Vt0/T. Un graphique du domaine fréquentiel des amplitudes harmoniques tracées par rapport à la fréquence est illustré à la Fig. 2-65. L'axe horizontal est tracé en fréquence par incréments de l'impulsion, fréquence de répétition f, où f 5 1/T et T est la période. La première composante est la composante continue moyenne à fréquence nulle Vt0/T, où V est la valeur de tension de crête de l'impulsion. Maintenant, notez les amplitudes du fondamental et des harmoniques. N'oubliez pas que chaque ligne verticale représente la valeur de crête des composants d'onde sinusoïdale du train d'impulsions. Certaines des harmoniques supérieures sont négatives ; cela signifie simplement que leur phase est inversée., , Figure 2-65, , Domaine fréquentiel d'un train d'impulsions rectangulaire., Amplitude de la composante continue moyenne à fréquence nulle, Onde sinusoïdale fondamentale, , Vt0, T, , 2e harmonique, 3e harmonique, 1, t0, , 7e harmonique, , f, , 0, f⫽, , 1, T, , 2, t0, , 3, t0, , Fondements électroniques pour les communications, , 85

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Enveloppe, , Fonction Sinc, , La ligne pointillée de la Fig. 2-65, le contour des pics des composants individuels, est ce que l'on appelle l'enveloppe du spectre de fréquences. L'équation pour, nπt0, la courbe enveloppe a la forme générale (sin x)/x, où x 5, et t0 est la largeur d'impulsion, T,. C'est ce qu'on appelle la fonction sinc. Dans la Fig. 2-65, la fonction sinc croise plusieurs fois l'axe horizontal. Ces temps peuvent être calculés et sont indiqués sur la figure. Notez qu'ils sont un multiple de 1/t0., La fonction sinc dessinée sur une courbe de domaine fréquentiel est utilisée pour prédire le contenu harmonique d'un train d'impulsions et donc la bande passante nécessaire pour passer l'onde., Par exemple, dans la Fig. 2-65, à mesure que la fréquence du train d'impulsions augmente, la période T, devient plus courte et l'espacement entre les harmoniques s'élargit. Cela déplace la courbe vers la droite. Et comme la durée d'impulsion t0 devient plus courte, ce qui signifie que le rapport cyclique devient plus court, le premier passage par zéro de l'enveloppe se déplace plus loin vers la droite. La signification pratique de ceci est que les impulsions à haute fréquence avec des durées d'impulsion plus courtes ont plus d'harmoniques avec des amplitudes plus grandes, et donc une bande passante plus large est nécessaire pour passer l'onde avec une distorsion minimale. Pour les applications de communication de données, on suppose généralement qu'une bande passante égale au premier passage par zéro de l'enveloppe est le minimum suffisant pour laisser passer suffisamment d'harmoniques pour une forme d'onde raisonnable :, BW 5, , 1, t0, , Exemple 2-27 , Un train d'impulsions en courant continu comme celui de la Fig. 2-60(f) a une valeur de tension de crête de 5 V, une fréquence de 4 MHz et un rapport cyclique de 30 %., a. Quelle est la valeur moyenne en courant continu ? [Vmoy 5 Vt0 /T. Utilisez la formule indiquée dans la Fig. 2-60( f ).], Cycle de service 5, T5, , t0, 5 30 %, T, , ou 0,30, , 1, 1, 5 2,5 3 1027 s 5 250 3 1029 s, 5, f, 4 3 106, , T 5 250 ns, t0 5 rapport cyclique 3 T 5 0,3 3 250 5 75 ns, Vamoy 5, , Vt0, 5 V 3 rapport cyclique 5 5 3 0,3 5 1,5 V, T , , b. Quelle est la bande passante minimale nécessaire pour faire passer ce signal sans distorsions excessives ?, Bande passante minimale BW 5, , 1, 1, 5, t0, 75 3 1029, , 5 0,013333 3 109 5 13,333 3 106, 5 13,333 MHz, , La plupart des harmoniques d'amplitude plus élevée et donc la partie la plus significative de la puissance du signal sont contenues dans la zone plus large entre la fréquence zéro et le point 1/t0, sur la courbe., , 86, , Chapitre 2

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La relation entre le temps de montée et la bande passante, , Temps de montée, , Parce qu'une onde rectangulaire telle qu'une onde carrée contient théoriquement un nombre infini d'harmoniques, nous pouvons utiliser une onde carrée comme base pour déterminer la bande passante d'un signal. Si le circuit de traitement doit laisser passer la totalité ou un nombre infini d'harmoniques, les temps de montée et de descente de l'onde carrée seront nuls. Au fur et à mesure que la bande passante est réduite en atténuant ou en filtrant les fréquences les plus élevées, les harmoniques les plus élevées sont fortement atténuées. L'effet que cela a sur l'onde carrée est que les temps de montée et de descente de la forme d'onde deviennent infinis et augmentent à mesure que de plus en plus d'harmoniques supérieures sont filtrées. Plus la bande passante est restreinte, moins il y a d'harmoniques passés et plus les temps de montée et de descente sont importants. La restriction ultime est celle où toutes les harmoniques sont filtrées, ne laissant que l'onde sinusoïdale fondamentale (Fig. 2-63). Le concept des temps de montée et de descente est illustré à la Fig. 2-66. Le temps de montée tr est le temps nécessaire à la tension d'impulsion pour passer de sa valeur de 10 % à sa valeur de 90 %. Le temps de descente tf est le temps nécessaire à la tension pour passer de la valeur de 90 % à la valeur de 10 %. valeur. La largeur d'impulsion t0 est généralement mesurée aux points d'amplitude de 50 %, sur les fronts avant (montée) et arrière (chute) de l'impulsion., Une expression mathématique simple reliant le temps de montée d'une onde rectangulaire et la bande passante d'un circuit requis pour passer l'onde sans distorsion est, BW 5, , 0,35, tr, , Exemple 2-28, Un train d'impulsions a un temps de montée de 6 ns. Quelle est la bande passante minimale pour passer cela, train d'impulsions fidèlement ?, BW 5, Minimum BW 5, , 0,35, tr, , tr 5 6 ns 5 0,006 µs, , 0,35, 5 58,3 MHz, 0,006, , C'est la bande passante de le circuit nécessaire pour transmettre un signal contenant la composante de fréquence la plus élevée dans une onde carrée avec un temps de montée de tr . Dans cette expression, la bande passante est en réalité la fréquence de coupure inférieure supérieure de 3 dB du circuit donnée en mégahertz. Le temps de montée de l'onde carrée de sortie est donné en microsecondes. Par exemple, si la sortie d'onde carrée d'un amplificateur a un temps de montée de 10 ns (0,01 µs), la bande passante du circuit doit être d'au moins BW 5 0,35/0,01 5 35 MHz., En réorganisant la formule, vous pouvez calculer le temps de montée d'un signal de sortie du circuit dont la bande passante est donnée : tr 5 0,35/ BW. Par exemple, un circuit avec une bande passante de 50 MHz laissera passer une onde carrée avec un temps de montée minimum de tr 5 0,35/50 5, 0,007 µs 5 7 ns. Cette relation simple vous permet de déterminer rapidement la bande passante approximative d'un circuit nécessaire pour passer une forme d'onde rectangulaire avec un temps de montée donné. Cette relation est largement utilisée pour exprimer la réponse en fréquence de l'amplificateur vertical dans Electronic Fundamentals for Communications, , 87

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Figure 2-66, , Temps de montée et de descente d'une impulsion., 100 %, 90 %, Avant, front, , Fin, front, , Tension, , 50 %, , 10 %, 0, tr, , tf, t0, Temps, , tr ⫽ temps de montée, tf ⫽ temps de descente, t0 ⫽ largeur d'impulsion (durée), , un oscilloscope. Les spécifications de l'oscilloscope ne donnent souvent qu'une figure de temps de montée pour l'amplificateur vertical. Un oscilloscope avec une bande passante de 60 MHz laisserait passer des formes d'onde rectangulaires avec des temps de montée aussi courts que tr 5 0,35/60 5 0,00583 µs 5 5,83 ns., , Exemple 2-29, Un circuit a une bande passante de 200 kHz. Quel est le temps de montée le plus rapide que ce circuit passera ?, 0,35, tr (µs) 5, et, 200 kHz 5 0,2 MHz, f (MHz), 0,35, tr 5, 5 1,75 µs, 0,2, , De même, un oscilloscope dont l'amplificateur vertical est évalué à 2 ns (0,002 µs) a une bande passante ou une fréquence de coupure supérieure de BW 5 0,35/0,002 5 175 MHz. Cela signifie que l'amplificateur vertical de l'oscilloscope a une bande passante suffisante pour laisser passer un nombre suffisant d'harmoniques pour que l'onde rectangulaire résultante ait un temps de montée de 2 ns. Cela n'indique pas le temps de montée de l'onde carrée d'entrée elle-même. Pour en tenir compte, vous utilisez la formule, tr 5 1.12t 2ri 1 t 2ra, où tri 5 temps de montée de l'onde carrée d'entrée, tra 5 temps de montée de l'amplificateur, tr 5 temps de montée composite de la sortie de l'amplificateur, , 88, , Chapitre 2

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L'expression peut être étendue pour inclure l'effet d'étapes supplémentaires d'amplification, en ajoutant simplement les carrés des temps de montée individuels à l'expression ci-dessus, en prenant la racine carrée de celle-ci., , Exemple 2-30, Un oscilloscope a une bande passante de 60 MHz. L'onde carrée d'entrée a un temps de montée de 15 ns. Quel est le temps de montée du signal carré affiché ?, 0,35, 5 0,005833 µs 5 5,833 ns, 60, tri 5 15 ns, , tra (oscilloscope) 5, , tra (composite) 5 1,1 2t 2ri 1 t 2ra 5 1,1 2 (15) 2 1 (5,833) 2, 5 1,1 2259 5 17,7 ns, , Gardez à l'esprit que la bande passante ou la fréquence de coupure supérieure dérivée de la montée, la formule de temps de la page précédente ne laisse passer que les harmoniques nécessaires pour supporter la montée , temps. Il existe des harmoniques au-delà de cette bande passante qui contribuent également aux émissions indésirables et au bruit., , L'analyseur de spectre affiche un tracé dans le domaine fréquentiel des signaux électroniques. Il s'agit de l'instrument de test clé dans la conception, l'analyse et le dépannage des équipements de communication., , Electronic Fundamentals for Communications, , 89

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RÉVISION DU CHAPITRE, Activité en ligne, 2-1 Exploration des options de filtre, Objectif : Examiner plusieurs alternatives à la LC et au cristal, iltres., Procédure :, 1. Rechercher sur les termes résonateur diélectrique, mécanique, iltre et iltre céramique., 2. Rechercher sur les sites Web des fabricants et examinez les produits spécifiques., 3. Imprimez les fiches techniques nécessaires pour déterminer les types de filtres et les spéciications., 4. Répondez aux questions suivantes., , Questions :, 1. Nommez un fabricant pour chacun des types de iltres, vous avez étudié., 2. Quels types de iltres avez-vous trouvé ? (LPF, HPF,, BPF, etc.) impédances pour chaque type de filtre ?, , Questions, 1. Qu'advient-il de la réactance capacitive lorsque la fréquence de fonctionnement augmente ?, 2. Lorsque la fréquence diminue, comment la réactance d'une bobine varie-t-elle ?, 3. Qu'est-ce que l'effet de peau , et comment cela affecte-t-il le Q d'une bobine ?, 4. Qu'arrive-t-il à un fil lorsqu'une perle de ferrite est placée autour de lui ?, 5. Quel est le nom donné à la forme de bobine largement utilisée, qui a la forme un beignet ?, 6. Décrivez le courant et l'impédance dans un RLC série, circuit à la résonance., 7. Décrivez le courant et l'impédance dans un RLC parallèle, circuit à la résonance., , 8. Énoncez dans vos propres mots la relation entre Q , et la bande passante d'un circuit accordé., 9. Quel type de iltre est utilisé pour sélectionner une seule fréquence de signal parmi plusieurs signaux ?, 10. Quel type de iltre utiliseriez-vous pour vous débarrasser d'un bourdonnement gênant de 120 Hz ?, 11. Que signifie sélectivité ?, 12. Énoncez la théorie de Fourier dans vos propres mots., 13. Définissez les termes domaine temporel et domaine fréquentiel., 14. Écrivez les quatre premières harmoniques impaires de 800 Hz., 15. Quelle forme d'onde est composée uniquement d'harmoniques paires ?, Quelle forme d'onde est composée uniquement d'harmoniques impaires ?, 16. Pourquoi un signal non sinusoïdal est-il déformé lorsqu'il passe à travers un iltre ?, , Problèmes, 1. Quel est le gain d'un amplificateur avec un sortie de, 1,5 V et une entrée de 30 µV ? ◆, 2. À quoi ressemble l'atténuation d'un diviseur de tension, celle de la Fig. 2-3, où R1 est de 3,3 kV et R2 est de 5,1 kV ?, 3. Quel est le gain global ou l'atténuation de la combinaison formée par la mise en cascade les circuits décrits, dans les problèmes 1 et 2 ? ◆, 4. Trois ampliiers avec des gains de 15, 22 et 7 sont en cascade ; la tension d'entrée est de 120 µV. Quels sont le gain global et les tensions de sortie de chaque étage ? 5. Un équipement de communication comporte deux étages d'amplification avec des gains de 40 et 60 et deux étages de perte avec des facteurs d'atténuation de 0,03 et 0,075. La tension de sortie est de 2,2 V. Quels sont le gain global (ou l'atténuation) et la tension d'entrée ? ◆, , 90, , Chapitre 2, , 6. Trouvez le gain de tension ou l'atténuation, en décibels, pour chacun des circuits décrits dans les Problèmes 1, à 5., 7. Un amplificateur de puissance a une sortie de 200 W et un , entrée de 8 W. Quel est le gain de puissance en décibels ? ◆, 8. Un amplificateur de puissance a un gain de 55 dB. L'entrée, la puissance est de 600 mW. Quelle est la puissance de sortie ?, 9. Un ampli a une sortie de 5 W. Quel est son gain, en dBm ? ◆, 10. Un système de communication comporte cinq étages, avec des gains et des atténuations de 12, 245, 68, 231 et 9 dB. Quel est le gain global ?, 11. Quelle est la réactance d'un condensateur de 7 pF à 2 GHz ?, 12. Quelle valeur de capacité est nécessaire pour produire 50 V de réactance à 450 MHz ?, 13. Calculer la réactance inductive d'une bobine de 0,9 µH, à 800 MHz.

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14. A quelle fréquence une inductance de 2 µH aura-t-elle une réactance de 300 V ?, 15. Une inductance de 2,5 µH a une résistance de 23 V. A une fréquence de 35 MHz, quel est son Q ?, 16. Quelle est la fréquence de résonance d'une bobine de 0,55 µH, avec une capacité de 22 pF ?, 17. Quelle est la valeur de l'inductance qui résonnera, avec un condensateur de 80 pF à 18 MHz ?, 18. Quelle est la bande passante d'un circuit résonnant parallèle, qui a une inductance de 33 µH avec une résistance de 14 V et une capacité de 48 pF?, 19. Un circuit résonnant série a des fréquences de coupure supérieure et inférieure de 72,9 et 70,5 MHz. Quelle est sa, bande passante ?, 20. Un circuit résonnant a une tension de sortie de crête de 4,5 mV. Quelle est la tension de sortie aux fréquences de coupure supérieure et inférieure ?, , 21. Quel circuit Q est nécessaire pour donner une bande passante de 36 MHz à une fréquence de 4 GHz ?, 22. Trouvez l'impédance d'un circuit résonant parallèle, avec L 5 60 µH, RW 5 7 V et C 5 22 pF., 23. Écrire les quatre premiers termes de l'équation de Fourier d'une onde en dents de scie qui a une amplitude crête à crête de 5 V et une fréquence de 100 kHz., 24. Un oscilloscope a un temps de montée de 8 ns. Quelle est l'onde sinusoïdale de fréquence la plus élevée que l'oscilloscope peut afficher ?, 25. Un iltre passe-bas a une fréquence de coupure de 24 MHz., Quel est le temps de montée le plus rapide qu'une onde rectangulaire traversant l'iltre peut avez ?, ◆ Les réponses, , aux problèmes sélectionnés suivent le Chap. 22., , Pensée critique, 1. Expliquez comment la capacité et l'inductance peuvent exister dans un circuit sans condensateurs localisés et composants d'inductance présents., 2. Comment la tension aux bornes de la bobine ou du condensateur dans un circuit résonnant en série peut-elle être supérieure à la tension de la source à la résonance ?, 3. Quel type de iltre utiliseriez-vous pour empêcher les harmoniques générées par un émetteur d'atteindre l'antenne ?, 4. Quel type de iltre utiliseriez-vous sur un téléviseur pour empêcher un signal d'un CB radio sur 27 MHz d'interférer avec un signal TV sur le canal 2 à 54 MHz ?, 5. Expliquez pourquoi il est possible de réduire le Q effectif d'un circuit résonnant parallèle en connectant une résistance en parallèle avec lui., 6. Un parallèle circuit résonant a une inductance de 800 nH, une résistance d'enroulement de 3 V et une capacité de 15 pF., , 7., , 8., , 9., , 10., , Calculez (a) la fréquence de résonance, ( b) Q, (c) bande passante,, (d) impédance à la résonance., Pour le circuit précédent, quelle serait la bande passante, si vous connectiez une résistance de 33 kV en parallèle avec le circuit accordé ?, Quelle valeur de condensateur auriez-vous besoin de produire un iltre passe-haut avec une fréquence de coupure de 48 kHz avec une valeur de résistance de 2,2 kV ? Quelle est la bande passante minimale nécessaire pour passer un train d'impulsions périodiques dont la fréquence est de 28,8 kHz et le cycle de service est 20 % ? 50 % ?, reportez-vous à la Fig. 2-60. Examinez les différentes formes d'onde et les expressions de Fourier. Selon vous, quel circuit pourrait faire un bon mais simple doubleur de fréquence ?, , Principes fondamentaux de l'électronique pour les communications, , 91

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chapitre, , 3, , Modulation d'amplitude, Fondamentaux, I, Porteuse, , Modulation d'amplitude (AM), , n le processus de modulation, le signal vocal, vidéo ou numérique en bande de base modifie un autre signal de fréquence plus élevée appelé la porteuse, qui est généralement une onde sinusoïdale. Une porteuse sinusoïdale peut être modifiée par l'intelligence, signal par modulation d'amplitude, modulation de fréquence ou modulation de phase. Ce chapitre porte sur la modulation d'amplitude (AM)., , Objectifs, Après avoir terminé ce chapitre, vous serez en mesure de :, ■, , ■, ■, , ■, , ■, , ■, , ■, , 92, , Calculer l'indice de modulation et le pourcentage de modulation d'un signal AM, compte tenu des amplitudes des signaux porteurs et modulants., Définir la surmodulation et expliquer comment atténuer ses effets., Expliquer comment la puissance d'un signal AM est répartie entre les, porteuse et la bande latérale, puis calculez les puissances de la porteuse et de la bande latérale, compte tenu du pourcentage de modulation., Calculez les fréquences de la bande latérale, la porteuse et le signal de modulation donnés, les fréquences., Comparez les représentations du domaine temporel, du domaine fréquentiel et du phaseur, d'un Signal AM., Expliquez ce que l'on entend par les termes DSB et SSB et indiquez les principaux avantages d'un signal SSB par rapport à un signal AM conventionnel., Calculez la puissance d'enveloppe de crête (PEP), les tensions de signal données et les impédances de charge.

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3-1 AM Concepts, Comme son nom l'indique, en AM, le signal d'information fait varier l'amplitude de la porteuse, l'onde sinusoïdale. La valeur instantanée de l'amplitude de la porteuse change en fonction des variations d'amplitude et de fréquence du signal modulant. La Fig. 3-1 montre un signal d'intelligence à onde sinusoïdale à fréquence unique modulant une porteuse à fréquence plus élevée. La fréquence porteuse reste constante pendant le processus de modulation, mais son amplitude varie en fonction du signal de modulation. Une augmentation de l'amplitude du signal de modulation entraîne l'augmentation de l'amplitude de la porteuse. Les pics positifs et négatifs de l'onde porteuse varient avec le signal de modulation. Une augmentation ou une diminution de l'amplitude du signal de modulation provoque une augmentation ou une diminution correspondante des pics positifs et négatifs de l'amplitude de la porteuse., Une ligne imaginaire reliant les pics positifs et les pics négatifs de la porteuse, forme d'onde ( la ligne pointillée de la Fig. 3-1) donne la forme exacte du signal d'information modulant. Cette ligne imaginaire sur la forme d'onde porteuse est connue sous le nom d'enveloppe. Parce que les formes d'onde complexes telles que celle illustrée à la Fig. 3-1 sont difficiles à dessiner, elles sont souvent simplifiées en représentant l'onde porteuse haute fréquence autant de manière égale, lignes verticales espacées dont les amplitudes varient en fonction d'un signal de modulation, comme sur la Fig. 3-2. Cette méthode de représentation est utilisée tout au long de ce livre., Les signaux illustrés dans les Fig. 3-1 et 3-2 montrent la variation de l'amplitude de la porteuse par rapport au temps et sont dites dans le domaine temporel. Les signaux du domaine temporel, les variations de tension ou de courant qui se produisent dans le temps, sont affichés sur l'écran d'un oscilloscope., À l'aide de fonctions trigonométriques, nous pouvons exprimer la porteuse sinusoïdale avec l'expression simple, , Enveloppe, , υc 5 Vc sin 2πfct, Dans cette expression, υc représente la valeur instantanée de la tension de l'onde porteuse sinusoïdale, à un instant précis du cycle ; Vc représente la valeur de crête de l'onde sinusoïdale porteuse constante non modulée, mesurée entre zéro et l'amplitude maximale des alternances positives ou négatives (Fig. 3-1); fc est la fréquence de l'onde sinusoïdale porteuse; et t est un instant particulier pendant le cycle de porteuse., Un signal de modulation d'onde sinusoïdale peut être exprimé avec une formule similaire, υm 5 Vm sin 2πfmt, où υm 5 valeur instantanée du signal d'information, Vm 5 amplitude de crête du signal d'information, fm 5 fréquence du signal de modulation, Figure 3-1, , Modulation d'amplitude. (a) Le signal de modulation ou d'information. (b) La porteuse modulée., Le pic de la porteuse est, référence zéro, pour le signal de modulation, vc, h, , vc, , AM, wave, , Vch, , Vc, 0, , Time, , Onde modulante sinusoïdale, , vmh Vm , 0, , Temps, , Enveloppe, , Non modulé, onde porteuse, , (a ), , (b), , Principes fondamentaux de la modulation d'amplitude, , 93

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Figure 3-2, , Une méthode simplifiée de représentation d'une onde sinusoïdale AM ​​haute fréquence., , Modulation, signal, enveloppe, , Lignes verticales équidistantes, représentent une fréquence constante, onde porteuse sinusoïdale, , 0, , BON À SAVOIR, Dans ce texte, la mesure en radian sera utilisée pour tous les angles, sauf indication contraire. Un radian équivaut à environ 57,3°., , Dans la Fig. 3-1, le signal de modulation utilise la valeur de crête de la porteuse plutôt que zéro, comme point de référence. L'enveloppe du signal de modulation varie au-dessus et au-dessous de l'amplitude de crête de la porteuse. C'est-à-dire que la ligne de référence zéro du signal de modulation coïncide avec la valeur de crête de la porteuse non modulée. De ce fait, les amplitudes relatives de la porteuse et du signal modulant sont importantes. En général, l'amplitude du signal modulant doit être inférieure à l'amplitude de la porteuse. Lorsque l'amplitude du signal de modulation est supérieure à l'amplitude de la porteuse, une distorsion se produit, entraînant la transmission d'informations incorrectes. En modulation d'amplitude, il est particulièrement important que la valeur crête du signal modulant soit inférieure à la valeur crête de la porteuse. Mathématiquement, Vm , Vc, Les valeurs du signal porteur et du signal modulant peuvent être utilisées dans une formule pour exprimer l'onde modulée complète. Tout d'abord, gardez à l'esprit que la valeur de crête de la porteuse est le point de référence du signal modulant ; la valeur du signal de modulation est ajoutée ou soustraite de la valeur de crête de la porteuse. La valeur instantanée de l'enveloppe de tension supérieure ou inférieure υ1 peut être calculée à l'aide de l'équation υ1 5 Vc 1 υm 5 Vc 1 Vm sin 2πfmt, , BON À SAVOIR, Si l'amplitude du signal modulant est supérieure que l'amplitude de la porteuse, distorsion, se produira., , qui exprime le fait que la valeur instantanée du signal modulant s'ajoute algébriquement à la valeur de crête de la porteuse. Ainsi, nous pouvons écrire la valeur instantanée de l'onde modulée complète υ2 en substituant υ1 à la valeur de crête de la porteuse, la tension Vc comme suit :, υ2 5 υ1 sin 2πfct, maintenant en remplaçant l'expression précédemment dérivée pour v1 et en développant, nous obtenons le, suivant:, υ2 5 (Vc 1 Vm sin 2πfmt) sin 2πfct 5 Vc sin 2πfct 1 (Vm sin 2πfmt) (sin 2πfct), , 94, , Chapitre 3

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Figure 3-3, , Modulateur d'amplitude montrant les signaux d'entrée et de sortie., Information, ou, modulation, signal, , Sortie, Modulateur, , vm, , v2 ⫽ Vc sin 2␲fct ⴙ, Vm sin 2␲fmt (sin 2␲ fct ), porteuse, signal, Vc, , où υ2 est la valeur instantanée de l'onde AM (ou υAM), Vc sin 2πfct est la porteuse, forme d'onde, et (Vm sin 2πfmt) (sin 2πfct) est la forme d'onde porteuse multipliée par la forme d'onde du signal de modulation. C'est la deuxième partie de l'expression qui est caractéristique de AM. Un circuit doit être capable de produire une multiplication mathématique de la porteuse et de moduler les signaux pour que AM se produise. L'onde AM est le produit de la porteuse et des signaux de modulation., Le circuit utilisé pour produire AM est appelé un modulateur. Ses deux entrées, la porteuse et le signal de modulation, et les sorties résultantes sont illustrées à la Fig. 3-3. Amplitude, les modulateurs calculent le produit des signaux de porteuse et de modulation. Les circuits qui calculent le produit de deux signaux analogiques sont également appelés multiplicateurs analogiques, mélangeurs, convertisseurs, détecteurs de produit et détecteurs de phase. Un circuit qui transforme un signal de fréquence inférieure, de bande de base ou d'intelligence en un signal de fréquence plus élevée est généralement appelé modulateur. Un circuit utilisé pour récupérer le signal d'intelligence d'origine d'une onde AM est appelé détecteur ou démodulateur. Les applications de mélange et de détection sont décrites en détail dans les chapitres suivants., , Modulateur, , 3-2 Indice de modulation et pourcentage, de modulation, Comme indiqué précédemment, pour que AM sans distorsion se produise, la tension du signal de modulation Vm doit être inférieure à la tension porteuse Vc. Par conséquent, la relation entre l'amplitude du signal de modulation et l'amplitude du signal porteur est importante. Cette relation, connue sous le nom d'indice de modulation m (également appelé facteur ou coefficient de modulation, ou degré de modulation), est le rapport, m5, , Indice de modulation m, , Vm, Vc, , Ce sont les valeurs crêtes du signaux, et la tension porteuse est la valeur non modulée., Multiplier l'indice de modulation par 100 donne le pourcentage de modulation. Par exemple, si la tension porteuse est de 9 V et la tension du signal de modulation est de 7,5 V, le facteur de modulation est de 0,8333 et le pourcentage de modulation est de 0,833 3 100 5 83,33., , Pourcentage de modulation, , Surmodulation et distorsion, Le l'indice de modulation doit être un nombre compris entre 0 et 1. Si l'amplitude de la tension de modulation est supérieure à la tension de la porteuse, m sera supérieur à 1, provoquant, Fondamentaux de la modulation d'amplitude, , 95

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Figure 3-4, , Distorsion de l'enveloppe provoquée par la surmodulation lorsque l'amplitude du signal modulant Vm est supérieure au signal porteur Vc., L'enveloppe n'a plus la même forme que le signal modulant d'origine, , Un écrêtage des crêtes négatives se produit, , Distorsion, , Surmodulation, , BON À SAVOIR, La distorsion causée par la surmodulation produit également des interférences de canal adjacent., , Circuit de compression, , distorsion de la forme d'onde modulée. Si la distorsion est suffisamment grande, l'intelligence, le signal devient inintelligible. La distorsion des transmissions vocales produit des sons brouillés, durs ou non naturels dans le haut-parleur. La distorsion des signaux vidéo produit une image brouillée et imprécise sur un écran de télévision. La distorsion simple est illustrée à la Fig. 3-4. Ici, un signal d'information sinusoïdal module une porteuse sinusoïdale, mais la tension de modulation est bien supérieure à la tension porteuse, ce qui entraîne une condition appelée surmodulation. Comme vous pouvez le voir, la forme d'onde est lattée à la ligne zéro. Le signal reçu produira une sortie, forme d'onde sous la forme de l'enveloppe, qui dans ce cas est une onde sinusoïdale dont les pics négatifs ont été écrêtés. Si l'amplitude du signal de modulation est inférieure à l'amplitude de la porteuse, aucune distorsion ne se produira. La condition idéale pour AM est, lorsque Vm 5 Vc , ou m 5 1, ce qui donne une modulation de 100 %. Il en résulte la plus grande puissance de sortie au niveau de l'émetteur et la plus grande tension de sortie au niveau du récepteur, sans distorsion., Empêcher la surmodulation est délicat. Par exemple, à différents moments au cours de la voix, les voix de transmission passeront d'une amplitude faible à une amplitude élevée. Normalement, l'amplitude du signal de modulation est ajustée de sorte que seules les crêtes vocales produisent 100 % de modulation. Cela évite la surmodulation et la distorsion. Des circuits automatiques appelés circuits de compression résolvent ce problème en amplifiant les signaux de niveau inférieur et en supprimant ou en compressant les signaux de niveau supérieur. Le résultat est une puissance moyenne plus élevée, un niveau de sortie sans surmodulation., La distorsion causée par la surmodulation produit également des interférences de canal adjacent., La distorsion produit un signal d'information non sinusoïdal. Selon la théorie de Fourier, tout signal non sinusoïdal peut être traité comme une onde sinusoïdale fondamentale à la fréquence du signal d'information plus les harmoniques. Évidemment, ces harmoniques modulent également la porteuse et peuvent provoquer des interférences avec d'autres signaux sur les canaux adjacents à la porteuse., , Pourcentage de modulation, L'indice de modulation peut être déterminé en mesurant les valeurs réelles de la tension de modulation et de la tension porteuse et calculer le rapport. Cependant, il est plus courant, , 96, , Chapitre 3

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Figure 3-5, , Une onde AM montrant des pics (Vmax) et des creux (Vmin)., , Vmax, , Vmin, , 0, , Vmin(p–p), , Vmax(p–p), , pour calculer la indice de modulation à partir de mesures prises sur l'onde composite modulée elle-même. Lorsque le signal AM est affiché sur un oscilloscope, l'indice de modulation peut être calculé à partir de Vmax et Vmin , comme illustré à la Fig. 3-5. La valeur de crête du signal de modulation Vm correspond à la moitié de la différence entre les valeurs de crête et de creux :, Vm 5, , Vmax 2 Vmin, 2, , Comme le montre la Fig. 3-5, Vmax est la valeur de crête de la signal pendant la modulation, et Vmin, est la valeur la plus basse, ou creux, de l'onde modulée. Le Vmax est la moitié de la valeur crête à crête du signal AM, ou Vmax (p 2p) /2. La soustraction de Vmin à Vmax produit la valeur crête à crête du signal de modulation. La moitié de cela, bien sûr, est simplement la valeur de crête., La valeur de crête du signal porteur Vc est la moyenne des valeurs Vmax et Vmin :, Vc 5, , Vmax 1 Vmin, 2, , m5, , Vmax 2 Vmin, Vmax 1 Vmin, , L'indice de modulation est, , Les valeurs de Vmax ( p2p) et Vmin ( p2p) peuvent être lues directement sur l'écran d'un oscilloscope et insérées directement dans la formule pour calculer l'indice de modulation., Le la quantité ou la profondeur de AM est plus communément exprimée en pourcentage de modulation plutôt qu'en valeur fractionnaire. Dans l'exemple 3-1, le pourcentage de modulation est de 100 3 m, soit 66,2 %. La quantité maximale de modulation sans signal, distorsion, bien sûr, est de 100 %, où Vc et Vm sont égaux. A ce moment, Vmin 5 0 et Vmax 5 2Vm, où Vm est la valeur de crête du signal de modulation., , Fondamentaux de la modulation d'amplitude, , 97

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Exemple 3-1, Supposons que sur un signal AM, la valeur Vmax(p2p) lue à partir du réticule sur l'écran de l'oscilloscope est de 5,9 divisions et Vmin( p–p) est de 1,2 divisions., a. Quel est l'indice de modulation ?, m, , Vmax 2 Vmin, 5,9 2 1,2, 4,7, 5, 5, 5 0,662, Vmax 1 Vmin, 5,9 1 1,2, 7,1, , b. Calculez Vc , Vm et m si l'échelle verticale est de 2 V par division. (Astuce :, Dessinez le signal.), Vmax 1 Vmin, 5,9 1 1,2, 7,1, 2V, 5, 5, 5 3,55 @, 2, 2, 2, div, Vc 5 3,55 3 2 V 5 7,1 V, , Vc 5, , Vmax 2 Vmin, 5,9 2 1,2, 4,7, 5, 5, 2, 2, 2, 2V, 5 2,35 @, div, Vm 5 2,35 3 2 V 5 4,7 V, , Vm 5, , m5, , Vm , 4.7, 5, 5 0.662, Vc, 7.1, , 3-3 Sidebands and the, Frequency Domain, Sideband, , Chaque fois qu'une porteuse est modulée par un signal d'information, de nouveaux signaux à différentes fréquences sont générés dans le cadre du processus. Ces nouvelles fréquences, appelées fréquences latérales ou bandes latérales, apparaissent dans le spectre de fréquences directement au-dessus et directement en dessous de la fréquence porteuse. Plus précisément, les bandes latérales se produisent à des fréquences, qui sont la somme et la différence des fréquences porteuses et de modulation. Lorsque des signaux de plus d'une fréquence constituent une forme d'onde, il est souvent préférable d'afficher le signal AM dans le domaine fréquentiel plutôt que dans le domaine temporel. utilisé, le processus de modulation génère deux bandes latérales. Si le signal de modulation est une onde complexe, telle que la voix ou la vidéo, toute une gamme de fréquences module la porteuse, et donc toute une gamme de bandes latérales sont générées., La bande latérale supérieure fUSB et la bande latérale inférieure fLSB sont calculées comme, fUSB 5 fc 1 fm, , et, , fLSB 5 fc 2 fm, , où fc est la fréquence porteuse et fm est la fréquence de modulation., L'existence de bandes latérales peut être démontrée mathématiquement, en commençant par l'équation pour un signal AM décrite précédemment :, υAM 5 Vc sin 2πfct 1 (Vm sin 2πfmt) (sin 2πfct), , 98, , Chapitre 3

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En utilisant l'identité trigonométrique qui dit que le produit de deux ondes sinusoïdales est, cos (A 2 B), cos (A 1 B), 2, 2, 2, et en substituant cette identité dans l'expression une onde modulée, l'instantané, l'amplitude du signal devient, sin A sin B 5, , υAM 5 Vc sin 2πfct 1, , Vm, Vm, cos 2πt( fc 2 fm ) 2, cos 2πt( fc 1 fm ), 2, 2, , où le premier le terme est le transporteur ; le second terme, contenant la différence fc 2 fm, est la bande latérale inférieure ; et le troisième terme, contenant la somme fc 1 fm, est la bande latérale supérieure. Par exemple, supposons qu'une tonalité de 400 Hz module une porteuse de 300 kHz. Les bandes latérales supérieure et inférieure sont, fUSB 5 300 000 1 400 5 300 400 Hz ou 300,4 kHz, fLSB 5 300 000 2 400 5 299 600 Hz ou 299,6 kHz, En observant un signal AM sur un oscilloscope, vous pouvez voir les variations d'amplitude, de la porteuse par rapport au temps. Cet affichage dans le domaine temporel ne donne aucune indication évidente ou extérieure de l'existence des bandes latérales, bien que le processus de modulation les produise effectivement, comme le montre l'équation ci-dessus. Un signal AM est en réalité un signal composite formé de plusieurs composants : l'onde sinusoïdale porteuse est ajoutée aux bandes latérales supérieure et inférieure, comme l'indique l'équation. Ceci est illustré graphiquement sur la Fig. 3-6., , Figure 3-6, , L'onde AM est la somme algébrique de la porteuse et des ondes sinusoïdales supérieure et inférieure des bandes latérales. (a) Intelligence ou signal modulant. (b) Inférieur, bande latérale. (c ) Transporteur. (d ) Bande latérale supérieure. (e ) Onde AM composite., , (a), , Cycle, , (b), (c), , Ces amplitudes instantanées sont ajoutées, pour produire cette somme, (d ), , (e), , Modulation d'amplitude Fondamentaux, , 99

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Figure 3-7, , Un affichage dans le domaine fréquentiel d'un signal AM (tension)., , fc, , fLSB, fc ⫺ ​​f m, , fUSB, fc ⫹ f m, , Fréquence, , Addition algébrique de ces signaux à chaque point instantané le long du temps, de l'axe et en traçant le résultat, on obtient l'onde AM indiquée sur la figure. Il s'agit d'une onde sinusoïdale à la fréquence porteuse dont l'amplitude varie en fonction du signal de modulation., , Représentation dans le domaine fréquentiel de AM, , affichage dans le domaine fréquentiel, analyseur de spectre, , Figure 3-8, , Une autre méthode pour montrer le signaux de bande latérale consiste à tracer les amplitudes de la porteuse et de la bande latérale par rapport à la fréquence, comme sur la Fig. 3-7. Ici, l'axe horizontal représente la fréquence et l'axe vertical représente les amplitudes des signaux. Les signaux peuvent être des amplitudes de tension, de courant ou de puissance et peuvent être donnés en valeurs de crête ou efficaces. Un tracé de l'amplitude du signal en fonction de la fréquence est appelé affichage dans le domaine fréquentiel. Un instrument de test connu sous le nom d'analyseur de spectre est utilisé pour afficher le domaine fréquentiel d'un signal. La Fig. 3-8 montre la relation entre les affichages dans le domaine temporel et fréquentiel d'un signal AM. Les axes de temps et de fréquence sont perpendiculaires l'un à l'autre. Les amplitudes affichées dans l'affichage du domaine fréquentiel sont les valeurs de crête de la porteuse et des ondes sinusoïdales de la bande latérale. Chaque fois que le signal de modulation est plus complexe qu'une seule tonalité d'onde sinusoïdale, plusieurs bandes latérales supérieure et inférieure sont produites par le processus AM . Par exemple, a, , La relation entre les domaines temporel et fréquentiel., , Amplitude, , Carrier, fc, Lower, sideband, (fc ⫺ fm ), , Upper, sideband, (f c ⫹ fm ), ncy, , Freque, , Modulant, (intelligence), signal, ⫹, ⫺, , Pic, amplitudes, de, ondes sinusoïdales, onde AM, (domaine temporel), , Tim, , e, , fc ⫺ ​​fm, , fc, , fc ⫹ fm, , Onde AM (domaine fréquentiel), , 100, , Chapitre 3

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Figure 3-9, , Les bandes latérales supérieure et inférieure d'un signal AM de modulateur de voix., 2797 kHz, , 2800 kHz, 3 kHz, , 2803 kHz, 3 kHz, , 300 Hz, 300 Hz, Inférieur, bandes latérales, , Supérieur, bandes latérales, fc, , fc ⫺ ​​3 kHz, , fc ⫹ 3 kHz, , Fréquence, , le signal vocal se compose de plusieurs composantes sinusoïdales de différentes fréquences mélangées ensemble. Rappelez-vous que les fréquences vocales se situent dans la plage de 300 à 3000 Hz. Par conséquent, les signaux vocaux produisent une gamme de fréquences au-dessus et au-dessous de la fréquence porteuse, comme illustré à la Fig. 3-9. Ces bandes latérales occupent l'espace du spectre. La bande passante totale d'un signal AM est calculée en calculant les fréquences maximales et minimales de la bande latérale. Cela se fait en trouvant la somme et la différence de la fréquence porteuse et de la fréquence de modulation maximale (3000 Hz ou 3 kHz, sur la Fig. 3 -9). Par exemple, si la fréquence porteuse est de 2,8 MHz (2 800 kHz), les fréquences maximale et minimale de la bande latérale sont, fUSB 5 2800 1 3 5 2803 kHz, , et, , fLSB 5 2800 2 3 5 2797 kHz, , Le total la bande passante est simplement la différence entre la bande latérale supérieure et inférieure, les fréquences :, BW 5 fUSB 2 fLSB 5 2803 2 2797 5 6 kHz, Il s'avère que la bande passante d'un signal AM est le double de la fréquence la plus élevée du signal modulant : BW 5 2fm, où fm est la fréquence de modulation maximale. Dans le cas d'un signal vocal dont la fréquence maximale est de 3 kHz, la bande passante totale est simplement, BW 5 2(3 kHz) 5 6 kHz, , Exemple 3-2, Une station de diffusion AM standard est autorisée à transmettre des fréquences de modulation jusqu'à à, 5 kHz. Si la station AM transmet sur une fréquence de 980 kHz, calculez les bandes latérales supérieure et inférieure maximales et minimales et la bande passante totale occupée par la station AM., fUSB 5 980 1 5 5 985 kHz, fLSB 5 980 2 5 5 975 kHz, BW 5 fUSB 2 fLSB 5 985 2 975 5 10 kHz, , ou, , BW 5 2(5 kHz) 5 10 kHz, , Comme l'indique l'exemple 3-2, une station de diffusion AM a une bande passante totale de 10 kHz ., De plus, les stations de diffusion AM sont espacées tous les 10 kHz sur le spectre de 540 à 1600 kHz. Ceci est illustré à la Fig. 3-10. Les bandes latérales de la première fréquence de diffusion AM s'étendent jusqu'à 535 kHz et jusqu'à 545 kHz, formant un canal de 10 kHz pour le signal. La fréquence de canal la plus élevée est de 1600 kHz, avec des bandes latérales, Fondamentaux de la modulation d'amplitude, , 101

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Figure 3-10, , Spectre de fréquence de la bande de diffusion AM., 540 kHz, , 550 kHz, , 560 kHz, , 1590 kHz, , 1600 kHz, , 1, , 2, , 3, , 106, , 107, , 535 kHz, , 1605 kHz, , 10 kHz, canal, , s'étendant de 1595 à 1605 kHz. Il existe un total de 107 canaux de 10 kHz de large pour les stations de radio AM., Modulation d'impulsions, , Modulation par déplacement d'amplitude (ASK), , Modulation d'impulsions, Lorsque des signaux complexes tels que des impulsions ou des ondes rectangulaires modulent une porteuse, une large , un spectre de bandes latérales est produit. Selon la théorie de Fourier, les signaux complexes tels que les ondes carrées, les ondes triangulaires, les ondes en dents de scie et les ondes sinusoïdales déformées sont simplement constitués d'une onde sinusoïdale fondamentale et de nombreux signaux harmoniques à différentes amplitudes. Supposons qu'une porteuse soit modulée en amplitude par une onde carrée composée d'une onde sinusoïdale fondamentale et de toutes les harmoniques impaires. Une onde carrée modulante produira des bandes latérales à des fréquences basées sur l'onde sinusoïdale fondamentale ainsi qu'aux troisième, cinquième, septième, etc., harmoniques, résultant en un tracé du domaine fréquentiel comme celui-ci, illustré à la Fig. 3-11 . Comme on peut le voir, les impulsions génèrent des signaux à bande passante extrêmement large. Pour qu'une onde carrée soit transmise et reçue fidèlement sans distorsion ni dégradation, toutes les bandes latérales les plus importantes doivent être traversées par les antennes et les circuits d'émission et de réception. ., la Fig. 3-12 montre l'onde AM résultant lorsqu'une onde carrée module une onde sinusoïdale porteuse. Dans la Fig. 3-12(a), le pourcentage de modulation est de 50 ; sur la Fig. 3-12(b), il est de 100. Dans ce cas, lorsque l'onde carrée devient négative, elle ramène l'amplitude de la porteuse à zéro. La modulation d'amplitude par des ondes carrées ou des impulsions binaires rectangulaires est appelée amplitude -touche majuscule (ASK). ASK est utilisé dans certains types de communication de données lorsque des informations binaires doivent être transmises. Un autre type brut de modulation d'amplitude peut être obtenu en activant et désactivant simplement la porteuse. Un exemple est la transmission du code Morse en utilisant des points et des tirets., , Figure 3-11, , Spectre de fréquence d'un signal AM modulé par une onde carrée., Porteur, , Bandes latérales, produites par le, fondamental et, ses harmoniques, Fondamentale, , Septième, harmonique, , Troisième, , harmonique, Cinquième, harmonique, , fc, , 102, , Chapitre 3

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Figure 3-12, , La modulation d'amplitude d'une porteuse sinusoïdale par une onde impulsionnelle ou rectangulaire est appelée modulation par déplacement d'amplitude. (a) Modulation à cinquante pour cent., (b) Modulation à cent pour cent., , Signal de modulation, , (a), Porteuse, , (b), , Un point est une courte rafale de porteuse et un tiret est une rafale plus longue de transporteur. La figure 3-13 montre la transmission de la lettre P, qui est point-tiret-tiret-point (prononcé « dit-dah-dahdit »). La durée d'un tiret est trois fois la longueur d'un point, et l'espacement entre les points et les tirets est d'un temps de point. Les transmissions codées telles que celle-ci sont généralement appelées transmissions à onde continue (CW). Ce type de transmission est également appelé manipulation ON/OFF (OOK). Malgré le fait que seule la porteuse est transmise, des bandes latérales sont générées par de tels signaux ON/OFF. Les bandes latérales résultent de la fréquence, ou taux de répétition des impulsions elles-mêmes plus leurs harmoniques. Comme indiqué précédemment, la distorsion d'un signal analogique par surmodulation génère également des harmoniques. Par exemple, le spectre produit par une onde sinusoïdale de 500 Hz modulant une porteuse de 1 MHz est illustré à la Fig. 3-14(a). La bande passante totale du signal est de 1 kHz. Cependant, si le signal de modulation est déformé, les deuxième, troisième, quatrième et harmoniques supérieures sont générées. Ces harmoniques modulent également la porteuse, produisant beaucoup plus de bandes latérales, comme illustré sur la Fig. 3-14(b). Supposons que la distorsion est telle que les amplitudes harmoniques au-delà de la quatrième harmonique sont insignifiantes (généralement inférieures à 1 %). alors la bande passante totale du signal résultant est d'environ 4 kHz au lieu de la bande passante de 1 kHz qui en résulterait sans surmodulation ni distorsion. Les harmoniques peuvent se chevaucher dans des canaux adjacents, où d'autres signaux peuvent être présents et interférer avec eux. Une telle interférence de bande latérale harmonique est parfois appelée éclaboussure, en raison de la façon dont elle sonne au niveau du récepteur. La surmodulation et les éclaboussures sont facilement éliminées simplement en réduisant le niveau du signal de modulation à l'aide du contrôle de gain ou, dans certains cas, en utilisant des circuits de limitation d'amplitude ou de compression., , Figure 3-13, , Onde continue (CW), transmission , Touche ON/OFF (OOK), , Splatter, , Envoi de la lettre P par code Morse. Un exemple de manipulation ON/OFF (OOK)., Temps de tiret ⫽ temps de trois points, Fréquence porteuse, , Point, , Tiret, , Tiret, , Point, , Temps d'un point, espacement entre, points et tirets, , Fondamentaux de la modulation d'amplitude , , 103

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Figure 3-14, , Effet de la surmodulation et de la distorsion sur la bande passante du signal AM. (a) Onde sinusoïdale de modulation de 500 Hz, une porteuse de 1 MHz. (b) Onde sinusoïdale de 500 Hz déformée avec des deuxième, troisième et quatrième harmoniques significatifs., Porteuse ⫽ 1 MHz, , Porteuse ⫽ 1 MHz, Bandes latérales harmoniques, , Bandes latérales harmoniques, 0,9995 MHz, , 1,0005 MHz, Seconde, , Seconde, , Troisième, , Troisième, , Quatrième, , Quatrième, , BW ⫽ 1 kHz, , BW ⫽ 4 kHz, , (a ), , (b), , 3-4 AM Power, En transmission radio, le signal AM est amplifié par un amplificateur de puissance et alimenté à l'antenne avec une impédance caractéristique qui est idéalement, mais pas nécessairement, une résistance presque pure. Le signal AM est en réalité un composite de plusieurs tensions de signal, à savoir, la porteuse et les deux bandes latérales, et chacun de ces signaux produit de l'énergie dans l'antenne. La puissance totale transmise PT est simplement la somme de la puissance porteuse Pc et de la puissance dans les deux bandes latérales PUSB et PLSB :, PT 5 Pc 1 PLSB 1 PUSB, Vous pouvez voir comment la puissance d'un signal AM est distribuée et calculée par en revenant à l'équation AM originale : υAM 5 Vc sin 2πfct 1, , Vm, Vm, cos 2πt ( fc 2 fm ) 2, cos 2πt ( fc 1 fm ), 2, 2, , où le premier terme est le porteuse, le deuxième terme est la bande latérale inférieure et le troisième terme est la bande latérale supérieure. Maintenant, rappelez-vous que Vc et Vm sont des valeurs de crête de la porteuse et des ondes sinusoïdales modulantes, respectivement. Pour les calculs de puissance, les valeurs efficaces doivent être utilisées pour les tensions. Nous pouvons convertir de crête à efficace en divisant la valeur de crête par 12 ou en multipliant par 0,707. Les tensions efficaces de porteuse et de bande latérale sont alors, υAM 5, , Vc, Vm, Vm, sin 2π fct 1, cos 2πt ( fc 2 fm ) 2, cos 2πt ( fc 1 fm ), 12, 212, 212, , La puissance dans la porteuse et les bandes latérales peut être calculée en utilisant la formule de puissance, P 5 V 2/R, où P est la puissance de sortie, V est la tension de sortie efficace et R est la partie résistive de l'impédance de charge, qui est généralement une antenne. Il suffit d'utiliser les coefficients sur les termes sinus et cosinus ci-dessus dans la formule de puissance :, PT 5, , (Vc/ 12) 2, (Vm/212) 2, (Vm/212) 2, Vc2, Vm2, Vm 2, 1, 1, 5, 1, 1, R, R, R, 2R, 8R, 8R, , En se souvenant que l'on peut exprimer le signal modulant Vm en fonction de la porteuse Vc, en utilisant l'expression donnée précédemment pour la indice de modulation m 5 Vm/Vc ; nous pouvons écrire, Vm 5 mVc, Si nous exprimons les puissances des bandes latérales en fonction de la puissance de la porteuse, la puissance totale devient, PT 5, , 104, , Chapitre 3, , (Vc ) 2, (mVc ) 2, (mVc ) 2, Vc2, m2Vc2, m2Vc2, 1, 1, 5, 1, 1, 2R, 8R, 8R, 2R, 8R, 8R

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Comme le terme Vc2/2R est égal à la puissance efficace de la porteuse Pc , il peut être factorisé,, donnant, PT 5, , Vc2, m2, m2, a1 1, 1, b, 2R, 4, 4, , Enfin, nous obtenons une formule pratique pour calculer la puissance totale dans un signal AM, lorsque la puissance de la porteuse et le pourcentage de modulation sont connus :, PT 5 Pc a1 1, , m2, b, 2, , Par exemple, si la porteuse d'un L'émetteur AM est de 1000 W et il est modulé à 100%, (m 5 1), la puissance totale AM ​​est, PT 5 1000 a1 1, , 12, b 5 1500 W, 2, , De la puissance totale, 1000 W de celle-ci est dans le transporteur. Cela laisse 500 W dans les deux bandes latérales. Étant donné que les bandes latérales sont de taille égale, chaque bande latérale a 250 W. Pour un émetteur AM modulé à 100 %, la puissance totale de la bande latérale est toujours la moitié de celle de la puissance de la porteuse. Une porteuse émettrice de 50 kW modulée à 100 % aura une puissance de bande latérale de 25 kW, avec 12,5 kW dans chaque bande latérale. La puissance totale du signal AM est la somme de la puissance de la porteuse et de la bande latérale, soit 75 kW. Lorsque le pourcentage de modulation est inférieur à l'optimum de 100, il y a beaucoup moins de puissance dans les bandes latérales. Par exemple, pour une porteuse de 250 W modulée à 70 %, la puissance totale du signal AM composite est de PT 5 250 a1 1, , 0,72, b 5 250(1 1 0,245) 5 311,25 W, 2, , De la total, 250 W est dans la porteuse, laissant 311,25 2 250 5 61,25 W dans les bandes latérales., Il y a 61,25/2 ou 30,625 W dans chaque bande latérale., , Exemple 3-3, Un émetteur AM a une puissance de porteuse de 30 W Le pourcentage de modulation est de 85 %. Calculer (a) la puissance totale et (b) la puissance dans une bande latérale., (0.85) 2, m2, 0.7225, b 5 30 c 1 1, d 5 30 a1 1, b, 2, 2, 2, PT 5 30(1,36125) 5 40,8 O, , un. PT 5 Pc a1 1, , b. PSB (les deux) 5 PT 2 Pc 5 40,8 2 30 5 10,8 W, PSB (un) 5, , PSB, 10,8, 5, 5 5,4 W, 2, 2, , Dans le monde réel, il est difficile de déterminer la puissance AM en mesurant la sortie, la tension et en calculant la puissance avec l'expression P 5 V 2/R. Cependant, il est facile de mesurer le courant dans la charge. Par exemple, vous pouvez utiliser un ampèremètre RF connecté en série avec une antenne pour observer le courant d'antenne. Lorsque l'impédance de l'antenne est connue, la puissance de sortie est facilement calculée à l'aide de la formule, PT 5 IT 2R, Amplitude Modulation Fundamentals, , 105

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où IT 5 Ic 2(1 1 m2/2). Ici, Ic est le courant porteur non modulé dans la charge et m est l'indice de modulation. Par exemple, la puissance de sortie totale d'un émetteur AM modulé à 85 %, dont le courant porteur non modulé dans une charge d'antenne de 50 V, l'impédance est de 10 A, est, IT 5 10 a1 1, B, , 0,852, b 5 1011,36125 5 11,67 A, 2, , PT 5 11.672 (50) 5 136.2(50) 5 6809 W, Une façon de déterminer le pourcentage de modulation consiste à mesurer à la fois les courants d'antenne modulés et non modulés. Ensuite, en réarrangeant algébriquement la formule ci-dessus, m peut être calculé directement :, m5, , IT 2, 2ca b 2 1d, B, Ic, , Supposons que le courant d'antenne non modulé est de 2,2 A. C'est le courant produit, par le transporteur seul, ou Ic. Maintenant, si le courant d'antenne modulé est de 2,6 A, l'indice de modulation est, m5, , B, , 2ca, , 2,6 2, b 2 1 d 5 223 (1,18) 2 2 14 5 20,7934 5 0,89, 2,2, , Le pourcentage de modulation est de 89., Comme vous pouvez le voir, la puissance dans les bandes latérales dépend de la valeur de la modulation, index. Plus le pourcentage de modulation est élevé, plus la puissance de la bande latérale est élevée et plus la puissance totale transmise est élevée. Bien entendu, la puissance maximale apparaît dans les bandes latérales, lorsque la porteuse est modulée à 100 %. La puissance dans chaque bande latérale PSB est donnée par, Pc m2, 4, Voici un exemple d'affichage dans le domaine temporel d'un signal AM (puissance)., PSB 5 PLSB 5 PUSB 5, , Pc, , m2, 4 Pc , , fc ⫺ ​​f m, , m2, 4 Pc, , fc, , fc ⫹ f m, , En supposant une modulation de 100 % où le facteur de modulation m 5 1, la puissance dans, chaque bande latérale est un quart, ou 25 %, de la puissance porteuse. Puisqu'il y a deux bandes latérales, leur puissance représente ensemble 50 % de la puissance de la porteuse. Par exemple, si la puissance de la porteuse est de 100 W, alors à 100 % de modulation, 50 W apparaîtront dans les bandes latérales, 25 W dans chacune. La puissance totale transmise est donc la somme des puissances de la porteuse et de la bande latérale, soit 150 W. L'objectif en AM est de maintenir le pourcentage de modulation le plus élevé possible sans surmodulation afin que la puissance maximale de la bande latérale soit transmise., Le la puissance de la porteuse représente les deux tiers de la puissance totale transmise. En supposant une puissance de porteuse de 100 W et une puissance totale de 150 W, le pourcentage de puissance de porteuse est de 100/150 5 0,667 ou 66,7 %. Le pourcentage de puissance de la bande latérale est donc de 50/150 5 0,333, soit 33,3 %. La porteuse elle-même ne transmet aucune information. La porteuse peut être transmise et reçue, mais à moins qu'une modulation ne se produise, aucune information ne sera transmise. Lorsque la modulation se produit, des bandes latérales sont produites. Il est donc facile de conclure que toutes les informations transmises sont contenues dans les bandes latérales. Seul un tiers de la puissance totale transmise est attribué aux bandes latérales, et les deux tiers restants sont littéralement gaspillés sur la porteuse., , 106, , Chapter 3

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À des pourcentages de modulation inférieurs, la puissance dans les bandes latérales est encore moindre. Par exemple, en supposant une puissance porteuse de 500 W et une modulation de 70 %, la puissance, dans chaque bande latérale est, PSB 5, , Pc m2, 500(0,7) 2, 500(0,49), 5, 5, 5 61,25 W, 4, 4, 4, , et la puissance totale de la bande latérale est de 122,5 W. La puissance de la porteuse reste bien sûr inchangée, à 500 W. Comme indiqué précédemment, les signaux vocaux et vidéo complexes varient sur une large amplitude et la fréquence et une modulation de 100 % ne se produit que sur les crêtes du signal de modulation. Pour cette raison, la puissance moyenne de la bande latérale est considérablement inférieure aux 50 % idéaux qui seraient produits par une modulation à 100 %. Avec moins de puissance de bande latérale transmise, le signal reçu est plus faible et la communication est moins fiable., , Exemple 3-4, Une antenne a une impédance de 40 V. Un signal AM non modulé produit un courant de 4,8 A. La modulation est 90 pour cent. Calculez (a) la puissance de la porteuse, (b) la puissance totale et (c) la puissance de la bande latérale., a., , Pc 5 I 2R 5 (4.8) 2 (40) 5 (23.04)(40) 5 921.6 W, , b., , IT 5 Ic, , (0.9) 2, m2, 0.81, 5 4.8 1 1, 5 4.8 1 1, B, 2, B, 2, B, 2, IT 5 4.8 11.405 5 5.7 A , 11, , PT 5 IT 2R 5 (5,7) 2 (40) 5 32,49(40) 5 1295 W, c. PSB 5 PT 2 Pc 5 1295 2 921,6 5 373,4 W (186,7 W chaque bande latérale), , Exemple 3-5, L'émetteur de l'exemple 3-4 subit un changement de courant d'antenne de 4,8 A, non modulé à 5,1 A. Quel est le pourcentage de modulation ?, IT 2, 2ca b 2 1d, B, Ic, 5.1 2, 5 2ca b 2 1d, B, 4.8, 5 22[(1.0625) 2 2 1], , m 5, , 5 12(1.13 2 1), , 5 12(0.13), 5 10.26, m 5 0.51, Le pourcentage de modulation est de 51., , Fondamentaux de la modulation d'amplitude, , 107

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Exemple 3-6, Quelle est la puissance dans une bande latérale de l'émetteur de l'exemple 3-4 ?, PSB 5 m2, , Pc, (0,9) 2 (921,6), 746,5, 5, 5, 5 186,6 W, 4, 4 , 4, , Malgré son inefficacité, AM est encore largement utilisé car il est simple et efficace., Il est utilisé dans la radiodiffusion AM, la radio CB, la diffusion télévisée et la communication de la tour d'avion. Certaines radios de contrôle simples utilisent ASK en raison de sa simplicité. Les exemples sont les ouvre-portes de garage et les dispositifs d'entrée sans clé à distance sur les voitures. AM est également largement utilisé, en combinaison avec la modulation de phase pour produire une modulation d'amplitude en quadrature, (QAM) qui facilite les transmissions de données à haut débit dans les modems, la télévision par câble et certaines applications sans fil., , Modulation à bande latérale unique, , 3-5 Modulation à bande latérale unique, en modulation d'amplitude, les deux tiers de la puissance transmise se trouvent dans la porteuse, qui elle-même ne transmet aucune information. Les informations réelles sont contenues dans les bandes latérales. Une façon d'améliorer l'efficacité de la modulation d'amplitude consiste à supprimer la porteuse et à éliminer une bande latérale. Le résultat est un signal à bande latérale unique (SSB). La SSB est une forme de AM qui offre des avantages uniques dans certains types de communication électronique., , Signaux DSB, Porteuse supprimée à double bande latérale (DSSC ou DSB), , Affichage dans le domaine temporel, , La première étape de la génération d'un signal SSB est pour supprimer le transporteur, laissant les bandes latérales supérieure et inférieure. Ce type de signal est appelé signal à porteuse supprimée à double bande latérale (DSSC ou DSB). L'avantage, bien sûr, est qu'aucune puissance n'est gaspillée sur le support. La modulation de porteuse supprimée à double bande latérale est simplement un cas particulier de AM, sans porteuse. Un signal DSB typique est illustré à la Fig. 3-15. Ce signal, la somme algébrique des deux bandes latérales sinusoïdales, est le signal produit lorsqu'une porteuse est modulée par un signal d'information à onde sinusoïdale monotone. La porteuse est supprimée et le domaine temporel, , Figure 3-15, , Un affichage dans le domaine temporel d'un signal AM DSB., Onde sinusoïdale de fréquence porteuse, Note transition de phase, , Temps, , 108, , Chapitre 3

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Figure 3-16, , Un affichage dans le domaine fréquentiel du signal DSB., Suppressed, carrier, , Sideband, , fc ⫺ ​​fm, , Sideband, , fc, , fc ⫹ fm, , Frequency, , Le signal DSB est une onde sinusoïdale à la fréquence porteuse, dont l'amplitude varie comme indiqué. Notez que l'enveloppe de cette forme d'onde n'est pas la même que celle du signal modulant, car elle est dans un signal AM pur avec porteuse. Une caractéristique unique du signal DSB est les transitions de phase qui se produisent dans les parties d'amplitude inférieure de l'onde. Dans la Fig. 3-15, notez qu'il y a deux demi-cycles positifs adjacents aux points nuls de l'onde. C'est une façon de dire à partir d'un affichage d'oscilloscope si le signal affiché est un vrai signal DSB. , Un affichage dans le domaine fréquentiel d'un signal DSB est donné à la Fig. 3-16. Comme indiqué, l'espace spectral occupé par un signal DSB est le même que celui d'un signal AM classique. Les signaux de porteuse supprimée à double bande latérale sont générés par un circuit appelé modulateur équilibré. Le but du modulateur équilibré est de produire la somme et la différence des fréquences mais d'annuler ou d'équilibrer la porteuse. Les modulateurs équilibrés sont traités en détail au Chap. 4. Malgré le fait que l'élimination de la porteuse dans DSB AM permet d'économiser une énergie considérable, DSB n'est pas largement utilisé car le signal est difficile à démoduler (récupérer) au niveau du récepteur. Une application importante pour DSB, cependant, est la transmission de la couleur, des informations dans un signal TV., , Affichage dans le domaine fréquentiel, , Signaux SSB, Dans la transmission DSB, puisque les bandes latérales sont la somme et la différence de la porteuse et, la modulation signaux, les informations sont contenues dans les deux bandes latérales. Il s'avère qu'il n'y a aucune raison de transmettre les deux bandes latérales afin de transmettre les informations. Une bande latérale, peut être supprimée ; la bande latérale restante est appelée signal de porteuse supprimée à bande latérale unique (SSSC ou SSB). Les signaux SSB offrent quatre avantages majeurs., 1. Le principal avantage d'un signal SSB est que l'espace spectral qu'il occupe n'est que la moitié de celui des signaux AM et DSB. Cela économise considérablement l'espace spectral et permet de transmettre plus de signaux dans la même plage de fréquences., 2. Toute la puissance précédemment consacrée à la porteuse et à l'autre bande latérale peut être canalisée dans la bande latérale unique, produisant un signal plus fort qui devrait porter plus loin , et être reçu de manière plus fiable à de plus grandes distances. Alternativement, les émetteurs SSB peuvent être plus petits et plus légers qu'un émetteur AM ou DSB équivalent car moins de circuits et de puissance sont utilisés., 3. Comme les signaux SSB occupent une bande passante plus étroite, la quantité de bruit dans le signal est réduite., , Fondamentaux de la modulation d'amplitude, , Porteuse supprimée à bande latérale unique, (SSSC ou SSB), BON À SAVOIR, Bien qu'en éliminant la porteuse, DSB AM économise beaucoup d'énergie, DSB n'est pas largement utilisé, car le signal est difficile à, démoduler au niveau du récepteur., , 109

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Figure 3-17, , Un signal SSB produit par une onde sinusoïdale de 2 kHz modulant une porteuse sinusoïdale de 14,3 MHz., Porteuse, , Signal SSB, onde sinusoïdale de 14,302 MHz, , USB, , LSB, , Signal SSB, Supprimé , , 14.298, , 14.3, , Fréquence (MHz), (a ), , Fading sélectif, , 14.302, (b), , 4. Il y a moins de fading sélectif d'un signal SSB sur de longues distances. Un signal AM est en réalité plusieurs signaux, au moins une porteuse et deux bandes latérales. Celles-ci sont sur des fréquences différentes, elles sont donc affectées de manière légèrement différente par l'ionosphère et la haute atmosphère, qui ont une grande influence sur les signaux radio de moins d'environ 50 MHz., La porteuse et les bandes latérales peuvent arriver au récepteur à des fréquences légèrement différentes. fois, provoquant un déphasage qui peut, à son tour, les amener à s'additionner de manière à s'annuler l'un l'autre, plutôt que de s'additionner au signal AM d'origine. Une telle annulation, ou évanouissement sélectif, n'est pas un problème avec la SSB puisqu'une seule bande latérale est transmise. Un signal SSB a des caractéristiques inhabituelles. Tout d'abord, lorsqu'aucune information ou aucun signal de modulation n'est présent, aucun signal RF n'est transmis. Dans un émetteur AM standard, la porteuse est toujours transmise même si elle n'est pas modulée. C'est la condition qui peut se produire lors d'une pause vocale sur une émission AM. Mais puisqu'il n'y a pas de porteuse transmise dans un système SSB, aucun signal n'est présent si le signal d'information est nul. Les bandes latérales sont générées uniquement pendant le processus de modulation, par exemple, lorsque quelqu'un parle dans un microphone. Cela explique pourquoi la SSB est tellement plus efficace que la AM. La Fig. 3-17 montre les affichages dans le domaine fréquentiel et temporel d'un signal SSB produit, lorsqu'une tonalité sinusoïdale constante de 2 kHz module une porteuse de 14,3 MHz. La modulation d'amplitude produirait des bandes latérales de 14,298 et 14,302 MHz. En SSB, une seule bande latérale est utilisée. La figure 3-17(a) montre que seule la bande latérale supérieure est générée. Le signal RF est simplement une onde sinusoïdale de 14,302 MHz à puissance constante. Un affichage dans le domaine temporel de ce signal SSB est illustré à la Fig. 3-17(b). Bien sûr, la plupart des signaux d'information transmis par SSB ne sont pas des ondes sinusoïdales pures. Un signal de modulation plus courant est la voix, avec sa fréquence et son amplitude variables, son contenu. Le signal vocal crée un signal RF SSB complexe dont la fréquence et l'amplitude varient sur le spectre étroit défini par la bande passante du signal vocal. La forme d'onde à la sortie du modulateur SSB a la même forme que la forme d'onde de la bande de base, mais elle est décalée en fréquence., , Inconvénients des signaux DSB et SSB, Le principal inconvénient des signaux DSB et SSB est qu'ils sont plus difficiles à récupérer, , ou démoduler, au niveau du récepteur. La démodulation dépend de la porteuse présente. Si la porteuse n'est pas présente, elle doit être régénérée au niveau du récepteur et réinsérée dans le signal. Pour récupérer fidèlement le signal de renseignement, la porteuse réinsérée doit avoir la même phase et la même fréquence que celles de la porteuse d'origine. Il s'agit d'une exigence difficile., Lorsque SSB est utilisé pour la transmission vocale, la porteuse réinsérée peut être rendue variable dans, , 110, , Chapitre 3

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fréquence afin qu'elle puisse être ajustée manuellement pendant l'écoute pour récupérer un signal intelligible. Ceci n'est pas possible avec certains types de signaux de données. Pour résoudre ce problème, un signal de porteuse de bas niveau est parfois transmis avec les deux bandes latérales en DSB ou une seule bande latérale en SSB. Parce que la porteuse a un faible niveau de puissance, les avantages essentiels de la SSB sont conservés, mais une porteuse faible est reçue afin qu'elle puisse être amplifiée et réinsérée pour récupérer les informations d'origine. Une telle porteuse de bas niveau est appelée un transporteur pilote. Cette technique est utilisée dans les transmissions FM, stéréo ainsi que dans la transmission des informations de couleur dans un téléviseur, une image., , Porteuse pilote, , Considérations sur la puissance du signal, En AM conventionnel, la puissance transmise est répartie entre la porteuse et deux, bandes latérales. Par exemple, étant donné une puissance porteuse de 400 W avec une modulation à 100 %, chaque bande latérale contiendra 100 W de puissance et la puissance totale transmise sera de 600 W., La puissance de transmission effective est la puissance combinée dans les bandes latérales, ou 200 W ., Un émetteur SSB n'envoie pas de porteuse, donc la puissance de la porteuse est nulle. Un émetteur SSB donné aura la même efficacité de communication qu'une unité AM conventionnelle, avec beaucoup plus de puissance. Par exemple, un émetteur SSB de 10 W offre les performances et les capacités d'un émetteur AM exécutant un total de 40 W, car ils affichent tous les deux 10 W de puissance dans une bande latérale. L'avantage de puissance de SSB sur AM est de 4: 1. En SSB, la sortie de l'émetteur est exprimée en termes de puissance d'enveloppe de crête (PEP), la puissance maximale produite sur les pics d'amplitude vocale. Le PEP est calculé par l'équation P 5 V 2/R. Par exemple, supposons qu'un signal vocal produise un signal de 360 ​​V, crête à crête, sur une charge de 50 V. La tension efficace est de 0,707 fois la valeur de crête, et la valeur de crête est la moitié de la tension crête à crête. Dans cet exemple, la tension efficace est, 0,707(360/2) 5 127,26 V., La puissance d'enveloppe de crête est alors, PEP 5 Vrms2/R 5, , Puissance d'enveloppe de crête (PEP), , (127,26) 2, 5 324 W, 50, , La puissance d'entrée PEP est simplement la puissance d'entrée cc de l'étage d'amplification inal de l'émetteur à l'instant du pic de l'enveloppe vocale. Il s'agit de l'alimentation en courant continu de l'étage d'amplification inal, tension multipliée par le courant d'amplification maximal qui se produit au pic, ou, PEP 5 Vs Imax, où Vs 5 tension d'alimentation de l'amplificateur, Imax 5 pic de courant, Par exemple, une alimentation de 450 V avec un courant de crête de 0,8 A produit une PEP de 450(0,8) 5 360 W. Notez que les pics d'amplitude vocale ne sont produits que lorsque des sons très forts sont générés pendant certains modèles de parole ou lorsqu'un mot ou un son est accentué. Pendant des niveaux de parole normaux, les niveaux de puissance d'entrée et de sortie sont bien inférieurs au niveau PEP. La puissance moyenne n'est généralement qu'un quart à un tiers de la valeur PEP avec, discours humain typique :, Pavg 5, , PEP, 3, , ou, , Pavg 5, , PEP, 4, , Avec un PEP de 240 W, la puissance moyenne n'est que de 60 à 80 W. Les émetteurs SSB typiques sont conçus pour gérer uniquement le niveau de puissance moyen sur une base continue, pas le PEP. La bande latérale transmise changera bien sûr de fréquence et d'amplitude en tant que , un signal vocal complexe est appliqué. Cette bande latérale occupera la même bande passante qu'une bande latérale dans un signal AM entièrement modulé avec porteuse., Fondamentaux de la modulation d'amplitude, , BON À SAVOIR, Parce que les signaux DSB et SSB sont difficiles à démoduler, un signal de porteuse de bas niveau est parfois transmis le long avec la ou les bande(s) latérale(s). Comme la porteuse a un faible niveau de puissance, les avantages de la SSB et de la DSB sont conservés. La porteuse est alors amplifiée et réinsérée pour récupérer l'information., , 111

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Incidemment, peu importe que la bande latérale supérieure ou inférieure soit utilisée, puisque les informations sont contenues dans l'une ou l'autre. Un iltre est généralement utilisé pour supprimer la bande latérale indésirable., , Exemple 3-7, Un émetteur SSB produit une tension crête à crête de 178 V sur une charge d'antenne de 75 V. Qu'est-ce que la PEP ?, Vp–p, 178, Vp 5, 5, 5 89 V, 2, 2, Vrms 5 0,707 Vp 5 0,707(89) 5 62,9 V, (62,9) 2, V2, 5, 5 52,8 W, R, 75, PEP 5 52,8 W, P5, , Exemple 3-8, Un émetteur SSB est alimenté en 24 Vcc. Sur les pics de voix, le courant atteint un maximum de 9,3 A., a. Qu'est-ce que le PEP ?, PEP 5 Vs Im 5 24(9.3) 5 223.2 W, b. Quelle est la puissance moyenne de l'émetteur ?, PEP, 223,2, 5, 5 74,4 W, 3, 3, PEP, 223,2, 5, 5, 5 55,8 W, 4, 4, , Pavg 5, Pavg, , Pavg 5 55,8 à 74,4 W, , 3-6 Classification des émissions radio, la Fig. 3-18 montre les codes utilisés pour désigner les nombreux types de signaux qui peuvent être transmis par radio et par fil. Le code de base est composé d'une lettre majuscule et d'un a, d'un chiffre et de lettres minuscules en indice pour des définitions plus précises. Par exemple, un signal vocal AM de base tel que celui entendu sur la bande de diffusion AM ou, sur une CB ou une radio d'avion a le code A3. Toutes les variantes de AM utilisant la voix ou l'intelligence vidéo portent la désignation A3, mais des lettres en indice sont utilisées pour, , 112, , Chapitre 3

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les distinguer. Voici des exemples de codes désignant les signaux décrits dans ce chapitre : DSB à deux bandes latérales, porteuse complète 5 A3, DSB à deux bandes latérales, porteuse supprimée 5 A3b, SSB à bande latérale unique, porteuse supprimée 5 A3j, SSB à bande latérale unique, porteuse pilote à 10 % 5 A3a, TV à bande latérale résiduelle 5 A3c, OOK et ASK 5 A1, Notez qu'il existe des désignations spéciales pour les transmissions par télécopie et par impulsions, et que le numéro 9 couvre toute modulation ou technique spéciale non couverte ailleurs. Lorsqu'un nombre précède le code alphabétique, le nombre fait référence à la bande passante en kilohertz. Par exemple, la désignation 10A3 fait référence à un signal AM vocal à bande passante de 10 kHz. La désignation 20A3h fait référence à un signal AM SSB avec porteuse complète et fréquence de message, à 20 kHz. Un autre système utilisé pour décrire un signal est donné à la Fig. 3-19. Elle est similaire à la méthode qui vient d'être décrite, mais avec quelques variantes. C'est la définition utilisée par l'organisation de normalisation Union internationale des télécommunications (UIT). Certains exemples sont, A3F, J3E, F2D, G7E, , TV analogique modulée en amplitude, voix SSB, données FSK, voix modulée en phase, signaux multiples, , Figure 3-18, , Désignations des codes d'émission radio., , Lettre, , Nombre, , A, F, P, 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, , Modulation d'amplitude, Modulation de fréquence, Modulation de phase, Porteuse ON uniquement, pas de message (balise radio) , porteuse ON/OFF, pas de message (code Morse, radar), porteuse ON, tonalité activée/désactivée (code), téléphonie, message sous forme de voix ou de musique, fax, graphiques fixes (TV à balayage lent), bande latérale résiduelle (télévision commerciale TV), Télégraphie diplex à quatre fréquences, Plusieurs bandes latérales chacune avec un message différent, , Aucun, a, b, c, d, , Double bande latérale, porteuse complète, Bande latérale unique, porteuse réduite, Double bande latérale, pas de porteuse, Bande latérale résiduelle, Porteuse impulsions uniquement, modulation d'amplitude d'impulsion, (PAM), impulsions porteuses uniquement, modulation de largeur d'impulsion (PWM), impulsions porteuses uniquement, modulation de position d'impulsion (PPM), impulsions quantifiées, vidéo numérique, bande latérale unique, porteuse complète, bande latérale unique, pas de porteuse , , Général (tous les autres), , Indices, , e, f, g, h, j, , Principes fondamentaux de la modulation d'amplitude, , 113

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Figure 3-19, Type, N, A, J, F, G, P, Type, 0, 1, 2, 3, 7, 8, 9, Type, N, A, B, C, D, E, F , W, , Désignations d'émissions de l'UIT., , de Modulation, Porteuse non modulée, Modulation d'amplitude, Bande latérale unique, Modulation de fréquence, Modulation de phase, Série d'impulsions, sans modulation, de Signaux de modulation, Aucun, Numérique, canal unique, sans modulation, Numérique , monocanal, avec modulation, Analogique, monocanal, Numérique, deux canaux ou plus, Analogique, deux canaux ou plus, Analogique plus numérique, de Intelligence Signal, Aucun, Télégraphie, humain, Télégraphie, machine, Fax, Données, télémétrie, signaux de commande, téléphonie (voix humaine), vidéo, télévision, une combinaison de l'un des éléments ci-dessus, , RÉVISION DU CHAPITRE, activité en ligne, applications radio 3-1 AM et SSB, objectif : déterminer les utilisations modernes de la radio AM et SSB, aujourd'hui ., Procédures :, 1. Effectuez des recherches sur Internet sur les termes AM, AM, applications, SSB, SSB-SC (porteuse supprimée), ou des termes similaires., 2. Recherchez les principales utilisations de AM et SSB. Quels services, utilisez AM/SSB ?, , 3. Répondez aux questions suivantes. Continuez à chercher jusqu'à ce que vous ayez répondu à toutes les questions., Questions :, 1. Nommez au moins cinq endroits où AM est encore utilisé., 2. Nommez au moins trois endroits où la SSB est utilisée., 3. Quel est le principal avantage de la SSB ? , 4. Quel est le principal inconvénient de la SSB ?, 5. Dans quelle gamme de fréquences la SSB est-elle normalement utilisée ?, , Questions, 1. Deine modulation., 2. Expliquez pourquoi la modulation est nécessaire ou souhaitable., 3. Nommez le circuit qui provoque la modulation d'un signal par un autre, et donne les noms des deux signaux appliqués à ce circuit., , 114, , Chapitre 3, , 4. En AM, comment varie la porteuse en fonction du signal d'information ?, 5 . Vrai ou faux? La fréquence porteuse est généralement inférieure à la fréquence de modulation.

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6. Comment s'appelle le contour des pics du signal porteur, et quelle forme a-t-il ?, 7. Comment appelle-t-on les tensions qui varient dans le temps ?, 8. Écrivez l'expression trigonométrique d'une onde sinusoïdale, signal porteur. , 9. Vrai ou faux ? La fréquence porteuse reste constante, pendant AM., 10. Quelle opération mathématique effectue un modulateur d'amplitude ?, 11. Quelle est la relation idéale entre la modulation, la tension de signal Vm et la tension porteuse Vc ?, 12. Quel est l'indice de modulation appelé quand il l'est, exprimé en pourcentage ?, 13. Expliquer les effets d'un pourcentage de modulation supérieur à 100., 14. Quel est le nom donné aux nouveaux signaux générés par le processus de modulation ?, 15. Quel est le nom du type de signal qui est affiché, sur un oscilloscope ?, 16. Comment appelle-t-on le type de signal dont les composantes d'amplitude sont affichées par rapport à la fréquence, et sur quel instrument ce signal est-il affiché ?, 17. Expliquez pourquoi les signaux non sinusoïdaux et déformés produisent un signal AM à plus grande largeur de bande qu'un simple signal sinusoïdal de même fréquence., , 18. Quels sont les trois signaux qui peuvent être ajoutés pour donner une onde AM ?, 19. Quel est le nom donné à un signal AM dont la porteuse est modulée par des impulsions binaires ?, 20. Quelle est la valeur de la représentation en phaseur des signaux AM ?, 21. Vrai ou faux ? Le signal modulant apparaît dans le spectre de sortie d'un signal AM., 22. Quel pourcentage de la puissance totale d'un signal AM se trouve dans la porteuse ? Une bande latérale ? Les deux bandes latérales ?, 23. La porteuse d'un signal AM contient-elle des informations ? Expliquez., 24. Quel est le nom d'un signal qui a les deux bandes latérales mais pas de porteuse ?, 25. Quel est le nom du circuit utilisé pour éliminer la porteuse dans les transmissions DSB/SSB ?, 26. Quel est le minimum signal AM à bande passante qui peut être, transmis et transmettre toute l'intelligence nécessaire ?, 27. Énoncez les quatre principaux avantages de la SSB par rapport à l'AM conventionnel., 28. Nommez le type d'AM utilisé dans la transmission d'images TV., Pourquoi est-il utilisé ? , 29. En utilisant les Fig. 3-18 et 3-19, écrivez les désignations d'un signal radio modulé en amplitude d'impulsions et d'un signal de télécopie analogique modulé en amplitude (VSB )., 30. Expliquer les exigences de bande passante d'un signal vocal, de 2 kHz et un signal de données binaires avec un taux de 2 kHz., , Problèmes, 1. Donnez la formule de l'indice de modulation et expliquez ses termes. ◆, 2. Une onde AM affichée sur un oscilloscope a des valeurs de Vmax 5 4,8 et Vmin 5 2,5 telles que lues sur le réticule. Quel est le pourcentage de modulation ?, 3. Quel est le pourcentage de modulation idéal pour une amplitude maximale de transmission d'informations ? ◆, 4. Pour obtenir une modulation de 75 % d'une porteuse de, Vc 5 50 V, quelle amplitude du signal de modulation, Vm est nécessaire ?, 5. La valeur crête à crête maximale d'une onde AM est de 45 V. La valeur crête à crête du signal modulant est de 20 V. Quel est le pourcentage de modulation ? ◆, 6. Quelle est la relation mathématique entre la porteuse et les tensions du signal de modulation lorsqu'une surmodulation se produit ?, 7. Un émetteur radio AM fonctionnant sur 3,9 MHz est modulé par des fréquences jusqu'à 4 kHz. Quelles sont les fréquences latérales supérieures et inférieures maximales ? Quelle est la bande passante totale du signal AM ? ◆, 8. Quelle est la bande passante d'un signal AM dont la porteuse est modulée à 2,1 MHz par une onde carrée de 1,5 kHz avec des harmoniques significatives jusqu'à la cinquième ? Calculez toutes les bandes latérales supérieures et inférieures produites., 9. Quelle puissance apparaît dans une bande latérale d'un signal AM d'un émetteur de 5 kW modulé à 80 % ? ◆, 10. Quelle est la puissance totale fournie par un émetteur AM avec une puissance de porteuse de 2 500 W et une modulation de 77 % ?, , 11. Un signal AM a une porteuse de 12 W et 1,5 W dans chaque bande latérale. Quel est le pourcentage de modulation ?, 12. Un émetteur AM place une porteuse de 6 A dans une antenne dont la résistance est de 52 V. L'émetteur est modulé de 60 %. Quelle est la sortie totale, la puissance ?, 13. Le courant d'antenne produit par une porteuse non modulée est de 2,4 A dans une antenne avec une résistance de 75 V. Lorsqu'il est modulé en amplitude, le courant d'antenne monte à 2,7 A. Quel est le pourcentage de modulation ?, 14. Un émetteur amateur a une puissance porteuse de 750 W. Combien de puissance est ajoutée au signal lorsque l'émetteur est modulé à 100 % ?, 15. Un émetteur SSB a une tension d'alimentation de 250 V ., Sur les pics de voix, l'ampli inal tire un courant de 3,3 A. Quel est le PEP d'entrée ?, 16. La tension de sortie crête à crête de 675 V apparaît, à travers une antenne de 52 V, sur les pics de voix dans un Emetteur BLU. Quelle est la sortie PEP ?, 17. Quelle est la puissance de sortie moyenne d'un émetteur SSB, évalué à 100 W PEP ?, 18. Un émetteur SSB avec une porteuse de 2,3 MHz est modulé par un signal intelligent dans la bande 150 Hz à 4,2 kHz, plage. Calculez la plage de fréquences de la bande latérale inférieure., ◆ Les réponses, , Fondamentaux de la modulation d'amplitude, , aux problèmes sélectionnés suivent le Chap. 22., , 115

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Pensée critique, 1. Le renseignement peut-il être envoyé sans porteur ? Si oui, comment ?, 2. Comment est exprimée la puissance de sortie d'un émetteur SSB ?, 3. Une sous-porteuse de 70 kHz est modulée en amplitude par des tonalités de 2,1 et 6,8 kHz. Le signal AM résultant est ensuite utilisé pour moduler en amplitude une porteuse de 12,5 MHz. Calculez toutes les fréquences de bande latérale dans le signal composite et dessinez un affichage dans le domaine fréquentiel du signal. Supposons une modulation à 100 %. Quelle est la bande passante occupée par le signal complet ?, , 116, , Chapitre 3, , 4. Expliquez comment vous pouvez transmettre deux signaux d'information en bande de base indépendants en utilisant la SSB sur une fréquence porteuse commune., 5. Un signal AM avec 100 % la modulation a une puissance de bande latérale supérieure de 32 W. Quelle est la puissance de la porteuse ?, 6. Un signal d'information peut-il avoir une fréquence supérieure à celle du signal porteur ? Que se passerait-il si un signal de 1 kHz modulait en amplitude un signal porteur de 1 kHz ?

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chapitre, , 4, , Circuits modulateurs et démodulateurs d'amplitude, D, , des dizaines de circuits modulateurs ont été développés pour faire varier l'amplitude de la porteuse en fonction du signal d'information de modulation. Il existe des circuits pour produire AM, DSB et SSB à des niveaux de puissance faibles ou élevés. Ce chapitre examine certains des modulateurs d'amplitude à composants discrets et à circuits intégrés (CI) les plus courants et les plus largement utilisés. Sont également couverts les circuits démodulateurs pour AM, DSB et SSB. Les circuits de ce chapitre montrent des composants individuels, mais gardez à l'esprit qu'aujourd'hui, la plupart des circuits sont sous forme de circuits intégrés. De plus, comme vous le verrez dans les prochains chapitres, les fonctions de modulation et de démodulation sont couramment implémentées dans les logiciels des circuits de traitement du signal numérique., , Objectifs, Après avoir terminé ce chapitre, vous serez en mesure de :, ■, , ■, , ■ , , ■, , ■, , ■, , ■, , Expliquez la relation entre l'équation de base d'un signal AM et la production de modulation d'amplitude, de mélange et de conversion de fréquence par une diode ou un autre composant ou circuit de fréquence non linéaire., Décrire le fonctionnement des circuits modulateurs à diodes et des circuits détecteurs à diodes., Comparer les avantages et les inconvénients de la modulation de bas et haut niveau., Expliquer comment les performances d'un détecteur à diode de base sont améliorées en utilisant des circuits redresseurs pleine onde., Définir la détection synchrone et expliquer le rôle des écrêteurs dans les circuits de détection synchrone. Énoncer la fonction des modulateurs équilibrés et décrire les différences entre les modulateurs de réseau et les circuits de modulateur IC. Dessiner les composants de base des circuits de type filtre et à déphasage type, circuits pour la génération de signaux SSB., , 117

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4-1 Principes de base de l'amplitude, de la modulation, Examen de l'équation de base d'un signal AM, présentée au Chap. 3, nous donne plusieurs indices sur la manière dont la FA peut être générée. L'équation est υAM 5 Vc sin 2πfc t 1 (Vm sin 2πfmt)(sin 2πfc t), où le premier terme est la porteuse sinusoïdale et le second terme est le produit des signaux sinusoïdaux, porteurs et modulants. (Rappelez-vous que υAM est la valeur instantanée de la tension de modulation d'amplitude.) L'indice de modulation m est le rapport de l'amplitude du signal modulant à l'amplitude de la porteuse, ou m 5 Vm /Vc , et donc Vm 5 mVc., Puis en remplaçant ceci pour Vm dans l'équation de base donne υAM 5 Vc sin2πfc t 1, (mVc sin 2πfm t)(sin 2πfc t). La factorisation donne υAM 5 Vc sin 2πfc t (1 1 m sin 2πfm t)., , AM dans le domaine temporel, Lorsque nous regardons l'expression de υAM, il est clair que nous avons besoin d'un circuit capable de multiplier la porteuse par la modulation signal, puis ajoutez la porteuse. Un schéma fonctionnel d'un tel circuit est illustré à la Fig. 4-1. Une manière d'y parvenir est de développer un circuit dont le gain (ou l'atténuation) est une fonction de 1 1 m sin 2πfm t. Si nous appelons ce gain A, l'expression du signal AM devient, υAM 5 A(υc ), où A est le facteur de gain ou d'atténuation. La figure 4-2 montre des circuits simples basés sur cette expression. Sur la Fig. 4-2(a), A est un gain supérieur à 1 fourni par un amplificateur. Dans la Fig. 4-2(b), la porteuse est atténuée par un diviseur de tension. Le gain dans ce cas est inférieur à 1 et est donc un facteur d'atténuation. La porteuse est multipliée par une fraction fixe A. Maintenant, si le gain de l'ampliier ou l'atténuation du diviseur de tension peut être modifié en fonction du signal modulant plus 1, AM sera produit. Dans la Fig. 4-2(a), le signal de modulation serait utilisé pour augmenter ou diminuer le gain de l'amplificateur lorsque l'amplitude de l'intelligence changeait. Dans la Fig. 4-2(b), la modulation, Figure 4-1, , schéma fonctionnel d'un circuit pour produire AM., analogique, multiplicateur modulant, signal, , été, VAM, , porteuse, Vc sin 2fct, , figure 4-2, , Multiplication de la porteuse par un gain fixe A., Vc, R1, Gain A (⬎1), AVc, , Vc, , AVc, , R2, , A est proportionnel à ou, fonction de m sin 2fmt ⫹ 1., (a ), , 118, , Chapitre 4, , A⫽, (b), , R2, R1 ⫹ R2, , (⬍1)

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i ⫽ moy, , Courant, , Courbes de réponse linéaire et quadratique. (a) Une relation tension-courant linéaire. (b) Une réponse non linéaire ou quadratique., , Courant, , Figure 4-3, , i ⫽ bv 2, , Tension, , Tension, , (a ), , (b), , signal peut être amené à varier l'une des résistances du diviseur de tension, créant un facteur d'atténuation variable. Une variété de circuits populaires permettent de faire varier dynamiquement le gain ou l'atténuation avec un autre signal, produisant AM., , AM dans le domaine fréquentiel. Une autre façon de générer le produit de la porteuse et du signal de modulation consiste à appliquer les deux signaux à un signal non linéaire. composant ou circuit, idéalement celui qui génère une fonction quadratique. Un composant ou un circuit linéaire est un composant dans lequel le courant est une fonction linéaire de la tension [voir Fig. 4-3(a)]. Une résistance ou un transistor à polarisation linéaire est un exemple de dispositif linéaire. Le courant dans l'appareil augmente en proportion directe avec les augmentations de tension. La pente ou la pente de la ligne est déterminée par le coefficient a dans l'expression i 5 aυ., Un circuit non linéaire est un circuit dans lequel le courant n'est pas directement proportionnel à la tension. Un composant non linéaire commun est une diode qui a la réponse parabolique non linéaire illustrée à la Fig. 4-3 (b), où l'augmentation de la tension augmente le courant mais pas, en ligne droite. Au lieu de cela, la variation de courant est une fonction quadratique. Une fonction quadratique est une fonction qui varie proportionnellement au carré des signaux d'entrée. Une diode donne une bonne approximation d'une réponse quadratique. Les transistors bipolaires et à effet de champ (FET) peuvent également être polarisés pour donner une réponse quadratique. Un FET donne une réponse quadratique presque parfaite, alors que les diodes et les transistors bipolaires, qui contiennent des composants d'ordre supérieur, ne font qu'approximer la fonction quadratique., La variation de courant dans une diode semi-conductrice typique peut être approximée par la, équation, , Fonction quadratique, , i 5 aυ 1 bυ2, où aυ est une composante linéaire du courant égale à la tension appliquée multipliée par le coefficient a (généralement une polarisation cc) et bυ2 est du second ordre ou carré- composante de droit de, le courant. Les diodes et les transistors ont également des termes d'ordre supérieur, tels que cυ3 et dυ4 ; cependant, ceux-ci sont plus petits et souvent négligeables et sont donc négligés dans une analyse., Pour produire AM, les signaux de porteuse et de modulation sont ajoutés et appliqués au non linéaire appareil. Une façon simple de le faire est de connecter les sources de porteuse et de modulation en série et de les appliquer au circuit de diodes, comme dans la Fig. 4-4. La tension appliquée à la diode est alors, υ 5 υc 1 υm, Le courant de la diode dans la résistance est, i 5 a(υc 1 υm ) 1 b(υc 1 υm ) 2, En développant, on obtient, i 5 a(υc 1 υm ) 1 b(υc2 1 2υcυm 1 υm2 ), Circuits modulateurs et démodulateurs d'amplitude, , 119

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Figure 4-4 Un circuit quadratique pour produire AM., Diode, V0 ⫽ iR L, i, , Vc, , Modulation, signal et, harmonique, , Porteuse fc, , Onde AM, , RL, Charge, Vm, , Modulant, signal fm, fm, , 2fm, , fc ⫺ ​​f m, , fc, , fc ⫹ f m, , 2fc, , 3fc, , Harmoniques, Spectre de sortie, , En substituant les expressions trigonométriques aux signaux porteurs et modulants, nous laisserons υc sin 2πfct 5 υc sin ωc t, où ω 5 2πfc, et υm 5 sin 2πfmt 5 υm sin ωmt, où ωm 5 2πfm. Ensuite, i 5 aVc sin ωct 1 aVm sin ωm t 1 bVc2 sin2 ωc t 1 2bVcVm sin ωc t sin ωmt, 1 bυm2 sin2 ωmt, Ensuite, en substituant l'identité trigonométrique sin2 A 5 0,5(1 2 cos 2A) dans le, précédent expression donne l'expression du courant dans la résistance de charge dans, Fig. 4-4 :, i 5 aυc sin ωc t 1 aυm sin ωmt 1 0,5bυc2 (1 2 cos 2ωc t), 1 2bυcυm sin ωc t sin ωmt 1 0,5 bυm2 (1 2 cos ωmt), , Produit d'intermodulation, , 120, , Le premier terme est l'onde porteuse sinusoïdale, qui est un élément clé de l'onde AM ; le second terme est l'onde sinusoïdale du signal de modulation. Normalement, cela ne fait pas partie de l'onde AM. Sa fréquence est sensiblement inférieure à celle de la porteuse, de sorte qu'elle est facilement filtrée. Le quatrième terme, le produit des ondes sinusoïdales du signal porteur et modulant, déinit l'onde AM. Si l'on fait les substitutions trigonométriques expliquées au Chap. 3, nous obtenons deux termes supplémentaires - les ondes sinusoïdales de fréquence somme et différence, qui sont, bien sûr, les bandes latérales supérieure et inférieure. Le troisième terme cos 2ωct est une onde sinusoïdale à deux fois la fréquence de la porteuse, c'est-à-dire la deuxième harmonique de la porteuse. Le terme cos 2ωmt est la deuxième harmonique de l'onde sinusoïdale modulante. Ces composants sont indésirables, mais sont relativement faciles à filtrer. Les diodes et les transistors dont la fonction n'est pas une fonction carrée pure produisent des harmoniques de troisième, quatrième et supérieur, qui sont parfois appelés produits d'intermodulation et qui sont également faciles à filtrer., Fig. 4-4 montre à la fois le circuit et le spectre de sortie pour un modulateur à diode simple. La forme d'onde de sortie est illustrée à la Fig. 4-5. Cette forme d'onde est une onde AM normale à laquelle le signal de modulation a été ajouté. Si un circuit résonant parallèle est remplacé par la résistance de la Fig. 4-4, le circuit modulateur illustré à la Fig. 4-6 en résulte. Ce circuit résonne à la fréquence porteuse et possède une bande passante suffisamment large pour laisser passer les bandes latérales mais suffisamment étroite pour filtrer le signal de modulation ainsi que les harmoniques de second ordre et d'ordre supérieur de la porteuse. Le résultat est une onde AM à travers le circuit accordé. Cette analyse s'applique non seulement à AM mais également aux dispositifs de translation de fréquence tels que les mélangeurs, les détecteurs de produit, les détecteurs de phase, les modulateurs équilibrés et d'autres circuits hétérodynes. En fait, il s'applique à tout appareil ou circuit qui a une fonction quadratique. Il explique comment les fréquences de somme et de différence sont formées et explique également pourquoi la plupart, le mélange et la modulation dans tout circuit non linéaire sont accompagnés de composants indésirables tels que les harmoniques et les produits d'intermodulation., Chapitre 4

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Figure 4-5, , Signal AM contenant non seulement la porteuse et les bandes latérales, mais également le signal modulant., Enveloppe de l'onde sinusoïdale modulante, , Figure 4-6, , Le circuit accordé filtre le signal modulant et les harmoniques de la porteuse, ne laissant que la porteuse et les bandes latérales., Diode, AM, , Vc, , fc ⫹ fm, , fc ⫺ ​​fm, fc, , Vm, , Résonnant à la, fréquence porteuse, , Sortie, spectre, , 4-2 Modulateurs d'amplitude, Modulateurs d'amplitude sont généralement de deux types : bas niveau ou haut niveau. Les modulateurs de bas niveau génèrent AM avec de petits signaux et doivent donc être considérablement ampliiés s'ils doivent être transmis. Les modulateurs de haut niveau produisent AM à des niveaux de puissance élevés, généralement dans l'étage d'amplification inal d'un émetteur. Bien que le composant discret, les circuits décrits dans les sections suivantes soient encore utilisés dans une mesure limitée, gardez à l'esprit qu'aujourd'hui, la plupart des modulateurs et démodulateurs d'amplitude sont sous forme de circuit intégré., , AM bas niveau, , AM bas niveau, , modulateur à diodes. L'un des modulateurs d'amplitude les plus simples est le modulateur à diode, , Modulateur à diode, , décrit à la Sec. 4-1. La mise en œuvre pratique illustrée à la Fig. 4-7 consiste en un réseau de mélange résistif, un redresseur à diodes et un circuit accordé LC. La porteuse (Fig. 4-8b) est appliquée à une résistance d'entrée et le signal de modulation (Fig. 4-8a) à l'autre. Les signaux mixtes apparaissent sur R3. Ce réseau entraîne le mélange linéaire des deux signaux, c'est-à-dire leur addition algébrique. Si la porteuse et le signal de modulation sont des ondes sinusoïdales, la forme d'onde résultant à la jonction des deux résistances sera comme celle illustrée à la Fig. 4-8 (c), où l'onde porteuse chevauche le signal de modulation. Ce signal n'est pas AM. La modulation est un processus de multiplication, pas un processus d'addition. La forme d'onde composite est appliquée à un redresseur à diode. La diode est connectée de manière à être polarisée en direct par les demi-cycles positifs de l'onde d'entrée. Pendant les parties négatives de l'onde, la diode est coupée et aucun signal ne passe. Le courant traversant la diode est une série d'impulsions positives dont l'amplitude varie proportionnellement à l'amplitude du signal de modulation [voir Fig. 4-8(d)]., Amplitude Modulator and Demodulator Circuits, , 121

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Figure 4-7, , Modulation d'amplitude avec une diode., Fig. 4-8(a), Modulation, signal, Fig. 4-8(b), Carrier, , R1, Fig. 4-8(c) Fig. 4-8(d ), D1, , R2, , AM, sortie, Fig. 4-8(e), R3, , Figure 4-8, , C, , L, , Formes d'onde dans le modulateur à diode. (a) Signal modulant. (b) Porteuse., (c) Signal modulant et porteuse linéairement mélangés. (d) Signal positif, après la diode D1. (e) Signal de sortie Am., , (a), , (b), , (c), , (d ), , (e), , Ces impulsions positives sont appliquées au circuit accordé en parallèle composé de L et C, qui résonnent à la fréquence porteuse. Chaque fois que la diode conduit, une impulsion de courant passe à travers le circuit accordé. La bobine et le condensateur échangent à plusieurs reprises de l'énergie, provoquant une oscillation ou une « sonnerie » à la fréquence de résonance. L'oscillation du circuit accordé crée un demi-cycle négatif pour chaque impulsion d'entrée positive. Des impulsions positives de grande amplitude amènent le circuit accordé à produire des impulsions négatives de grande amplitude. Des impulsions positives de faible amplitude produisent des impulsions négatives de faible amplitude correspondantes. La forme d'onde résultante à travers le circuit accordé est un signal AM, comme l'illustre la Fig. 4-8(e). Le Q du circuit accordé doit être suffisamment élevé pour éliminer les harmoniques, produire une onde sinusoïdale propre et filtrer le signal de modulation, et suffisamment bas pour que sa bande passante s'adapte aux bandes latérales générées., , 122, , Chapter 4

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Figure 4-9, , Modulateur à transistor simple., ⫹VCC, , Porteuse, , AM, , Modulation, signal, , Ce signal produit une AM de haute qualité, mais les amplitudes des signaux sont essentielles au bon fonctionnement. Étant donné que la partie non linéaire de la courbe caractéristique de la diode ne se produit qu'à des niveaux de tension faibles, les niveaux de signal doivent être faibles, inférieurs à un volt, pour produire AM. À des tensions plus élevées, la réponse en courant de la diode est presque linéaire. Le circuit fonctionne mieux avec des signaux de niveau millivolt., , Transistor Modulator. Une version améliorée du circuit qui vient d'être décrit est illustrée, , Transistor modulator, , dans la Fig. 4-9. Parce qu'il utilise un transistor au lieu de la diode, le circuit a un gain. La jonction émetteur-base est une diode et un dispositif non linéaire. La modulation se produit comme décrit précédemment, sauf que le courant de base contrôle un courant de collecteur plus important, et donc le circuit s'amplifie. La rectification se produit à cause de la jonction émetteur-base. Cela provoque des impulsions de courant semi-sinusoïdales plus grandes dans le circuit accordé. Le circuit accordé oscille (sonne) pour générer le demi-cycle manquant. La sortie est une onde AM classique., , Amplificateur différentiel. Un modulateur d'ampliier différentiel constitue un excellent modulateur d'amplitude. Un circuit typique est illustré à la Fig. 4-10(a). Les transistors Q1 et Q2 forment la paire différentielle et Q3 est une source de courant constant. Le transistor Q3 fournit un courant d'émetteur fixe IE à Q1 et Q2, dont la moitié passe dans chaque transistor. La sortie, est développée à travers les résistances de collecteur R1 et R2., La sortie est fonction de la différence entre les entrées V1 et V2 ; c'est-à-dire Vout 5 A(V2 2 V1 ), où A est le gain du circuit. L'ampliier peut également fonctionner avec une seule entrée. Lorsque cela est fait, l'autre entrée est mise à la masse ou mise à zéro. Dans la Fig. 4-10(a), si V1 est zéro, la sortie est Vout 5 A(V2 ). Si V2 est nul, la sortie est Vout5, A(2V1 ) 5 2AV1. Cela signifie que le circuit inverse V1., La tension de sortie peut être prise entre les deux collecteurs, produisant une sortie équilibrée ou différentielle. La sortie peut également être prélevée de la sortie de l'un ou l'autre des collecteurs vers la terre, produisant une sortie asymétrique. Les deux sorties sont déphasées de 180° l'une par rapport à l'autre. Si la sortie équilibrée est utilisée, la tension de sortie aux bornes de la charge est le double de la tension de sortie asymétrique. Aucun circuit de polarisation spécial n'est nécessaire, car la valeur correcte du courant de collecteur est fournie directement par la source de courant constant Q3 dans Figure 4-10(a). Les résistances R3, R4 et R5, ainsi que VEE, polarisent la source de courant constant Q3. Sans entrée appliquée, le courant dans Q1 est égal au courant dans Q2, qui est IE /2. La sortie équilibrée à ce moment est nulle. Le circuit formé par R1 et Q1 et R2 et Q2 est un circuit en pont. Si non, les entrées sont appliquées, R1 est égal à R2 et Q1 et Q2 conduisent de manière égale. Par conséquent, le pont est équilibré et la sortie entre les collecteurs est nulle., Circuits modulateurs et démodulateurs d'amplitude, , Modulateur amplificateur différentiel, , Circuit en pont, , 123

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Maintenant, si un signal d'entrée V1 est appliqué à Q1, la conduction de Q1 et Q2 est affectée., L'augmentation de la tension à la base de Q1 augmente le courant de collecteur dans Q1 et diminue, le courant de collecteur dans Q2 d'une quantité égale, donc que les deux courants s'additionnent à IE., La diminution de la tension d'entrée sur la base de Q1 diminue le courant de collecteur dans Q1 mais l'augmente dans Q2. La somme des courants d'émetteur est toujours égale au courant fourni, par Q3., Le gain d'un ampli différentiel est fonction du courant d'émetteur et de la valeur, des résistances de collecteur. Une approximation du gain est donnée par l'expression A 5 RC IE /50. Il s'agit du gain asymétrique, où la sortie est prise à partir de l'un des collecteurs par rapport à la masse. Si la sortie est prise entre les collecteurs, le gain est deux fois la valeur ci-dessus., La résistance RC est la valeur de la résistance du collecteur en ohms et IE est le courant de l'émetteur en milliampères. Si RC 5 R1 5 R2 5 4,7 kV et IE 5 1,5 mA, le gain sera d'environ, A 5 4700(1,5)y50 5 7050/50 5 141., Dans la plupart des amplificateurs différentiels, RC et IE sont fixes, fournissant un gain constant. Mais, comme le montre la formule ci-dessus, le gain est directement proportionnel au courant de l'émetteur. Ainsi, si le courant de l'émetteur peut varier en fonction du signal de modulation, le circuit produira AM. Cela se fait facilement en ne modifiant que légèrement le circuit, comme sur la figure 4-10 (b)., Le porteur est appliqué à la base de Q1 et la base de Q2 est mise à la terre. La sortie, prise du collecteur de Q2, est asymétrique. Étant donné que la sortie de Q1 n'est pas utilisée, son collecteur, sa résistance peuvent être omis sans effet sur le circuit. Le signal de modulation est appliqué à la base de la source de courant constant Q3. Lorsque le signal d'intelligence varie, il fait varier le courant de l'émetteur. Cela modifie le gain du circuit, amplifiant la porteuse d'une quantité déterminée par l'amplitude du signal de modulation. Le résultat est AM dans la sortie., Ce circuit, comme le modulateur à diode de base, a le signal de modulation dans la sortie, en plus de la porteuse et des bandes latérales. Le signal modulant peut être supprimé en utilisant un simple filtre passe-haut sur la sortie, car les fréquences porteuses et latérales sont généralement beaucoup plus élevées que celles du signal modulant. Un filtre passe-bande centré sur la porteuse avec une bande passante suffisante pour passer les bandes latérales peut également être utilisé. Un circuit accordé en parallèle dans le collecteur de Q2 remplaçant RC peut être utilisé., L'ampliier différentiel fait un excellent modulateur d'amplitude. Il a un gain élevé et une bonne linéarité, et il peut être modulé à 100 %. Et si des transistors haute fréquence ou un amplificateur différentiel IC haute fréquence sont utilisés, ce circuit peut être utilisé pour produire une modulation de bas niveau à des fréquences allant jusqu'à des centaines de mégahertz. Les MOSFET peuvent être utilisés à la place des transistors bipolaires pour produire un résultat similaire dans les circuits intégrés., BON À SAVOIR, Les amplificateurs différentiels font d'excellents modulateurs d'amplitude, car ils ont un gain élevé et une bonne linéarité et peuvent être modulés à 100 %. ., , Amplification des signaux AM de bas niveau. Dans les circuits modulateurs de bas niveau tels que ceux décrits ci-dessus, les signaux sont générés à des amplitudes de tension et de puissance très faibles. La tension est généralement inférieure à 1 V et la puissance est en milliwatts. Dans les systèmes utilisant une modulation de bas niveau, le signal AM est appliqué à un ou plusieurs amplificateurs linéaires, comme illustré à la Fig. 4-11, pour augmenter son niveau de puissance sans déformer le signal. Ces amplificateurs, circuits de classe A, classe AB ou classe B, élèvent le niveau du signal à la puissance souhaitée, niveau avant que le signal AM ne soit envoyé à l'antenne., , AM haut niveau, , AM haut niveau, , En AM de haut niveau, le modulateur fait varier la tension et la puissance dans l'amplificateur RF inal, étage de l'émetteur. Le résultat est une efficacité élevée de l'amplificateur RF et des performances globales de haute qualité., , Modulateur de collecteur. Un exemple de circuit modulateur de haut niveau est le collecteur, , Collecteur modulateur, , modulateur illustré à la Fig. 4-12. L'étage de sortie de l'émetteur est un ampli de classe C haute puissance. Les amplificateurs de classe C ne conduisent que pendant une partie du demi-cycle positif de leur signal d'entrée. Les impulsions de courant du collecteur font osciller (sonner) le circuit accordé à la fréquence de sortie souhaitée. Le circuit accordé reproduit donc la partie négative du signal porteur (voir le chapitre 7 pour plus de détails)., Amplitude Modulator and Demodulator Circuits, , 125

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Figure 4-11 Les systèmes de modulation de bas niveau utilisent des amplificateurs de puissance linéaires pour augmenter le niveau du signal AM avant la transmission., Antenne, Amplificateurs de puissance linéaires, Porteuse, oscillateur, , Amplitude, modulateur, , Signal AM, , RF final, amplificateur de puissance, Audio , amplificateur, , Voix, modulation, signal, Microphone, , Figure 4-12, , Un modulateur collecteur de haut niveau., Classe finale C, Puissance RF, amplificateur, Porteuse, entrée, Q1, , Modulation, signal, , Microphone, , Haute puissance, audio, amplificateur, , T1, , Modulation, transformateur, ⫹VCC, , Le modulateur est un amplificateur de puissance linéaire qui prend le signal de modulation de bas niveau et l'amplifie à un niveau de puissance élevé. Le signal de sortie modulant est couplé via le transformateur de modulation T1 à l'amplificateur de classe C. L'enroulement secondaire du transformateur de modulation est connecté en série avec la tension d'alimentation du collecteur VCC de l'amplificateur de classe C., Avec un signal d'entrée à modulation nulle, il y a une tension de modulation nulle aux bornes du secondaire de T1, la tension d'alimentation du collecteur est appliqué directement à l'amplificateur de classe C, et la porteuse de sortie est une onde sinusoïdale constante., Lorsque le signal de modulation se produit, la tension alternative du signal de modulation à travers, le secondaire du transformateur de modulation est ajouté et soustrait du courant continu, tension d'alimentation du collecteur. Cette tension d'alimentation variable est ensuite appliquée à l'amplificateur de classe C, faisant varier l'amplitude des impulsions de courant à travers le transistor Q1. Par conséquent, l'amplitude de l'onde sinusoïdale porteuse varie en fonction du signal modulé. Lorsque le signal de modulation devient positif, il s'ajoute à la tension d'alimentation du collecteur, augmentant ainsi sa valeur et provoquant des impulsions de courant plus élevées et une porteuse d'amplitude plus élevée. Lorsque le signal de modulation devient négatif, il soustrait de l'alimentation du collecteur, la tension, en la diminuant. Pour cette raison, les impulsions de courant de l'amplificateur de classe C sont plus petites, ce qui se traduit par une sortie de porteuse de plus faible amplitude. Pour une modulation à 100 %, le pic du signal de modulation à travers le secondaire de T1 doit être égal à la tension d'alimentation. Lorsque le pic positif se produit, la tension, , 126, , Chapitre 4

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appliquée au collecteur est le double de la tension d'alimentation du collecteur. Lorsque le signal de modulation devient négatif, il se soustrait à la tension d'alimentation du collecteur. Lorsque le pic négatif est égal à la tension d'alimentation, la tension effective appliquée au collecteur de Q1 est nulle, produisant une sortie de porteuse nulle. Ceci est illustré à la Fig. 4-13. En pratique, une modulation à 100 % ne peut pas être obtenue avec le collecteur de haut niveau, circuit modulateur illustré à la Fig. 4-12 en raison de la réponse non linéaire du transistor aux petits signaux. Pour surmonter ce problème, l'amplificateur pilotant l'amplificateur final de classe C est modulé simultanément par le collecteur. La modulation de haut niveau produit le meilleur type d'AM, mais elle nécessite un circuit modulateur extrêmement puissant. En fait, pour une modulation à 100 %, la puissance fournie par le modulateur doit être égale à la moitié de la puissance d'entrée totale de l'amplificateur de classe C. Si, l'ampliier de classe C a une puissance d'entrée de 1000 W, le modulateur doit être capable de fournir, la moitié de cette quantité, ou 500 W., , Exemple 4-1, Un émetteur AM utilise une modulation de haut niveau de l'inal Amplificateur de puissance RF, qui a une tension d'alimentation continue VCC de 48 V avec un courant total I de 3,5 A. Le rendement est de 70 %., a. Quelle est la puissance d'entrée RF à l'étage final ?, Puissance d'entrée CC 5 Pi 5 VCC I, , P 5 48 3 3,5 5 168 W, , b. Quelle puissance AF est nécessaire pour une modulation à 100 % ? (Astuce : pour 100 % de modulation, la puissance de modulation AF Pm correspond à la moitié de la puissance d'entrée.), Pm 5, , Pi, 168, 5, 5 84 W, 2, 2, , c. Quelle est la puissance de sortie de la porteuse ?, % efficacité 5, Pout 5, , Pout, 3 100, Pin, % efficacité 3 Pin, 70(168), 5, 5 117,6 W, 100, 100, , d. Quelle est la puissance dans une bande latérale pour une modulation de 67 % ?, Ps 5 puissance de la bande latérale, Pc (m2 ), 4, m 5 pourcentage de modulation (%) 5 0,67, , Ps 5, , Pc 5 168, Ps 5, , 168 ( 0,67) 2, 5 18,85 W, 4, , e. Quelle est l'oscillation maximale et minimale de la tension d'alimentation CC avec une modulation de 100 % ? (Voir Fig. 4-13.), Balayage minimum 5 0, Tension d'alimentation νCC 5 48 V, Balayage maximum 2 3 VCC 5 2 3 48 5 96 V, , Circuits modulateurs et démodulateurs d'amplitude, , 127

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Figure 4-13, , Pour une modulation à 100 %, le pic du signal de modulation doit être égal à VCC., Signal de modulation entre le secondaire de T1 et la tension d'alimentation composite appliquée à Q1, 2VCC, , ⫹VCC, , 0V , , Modulateur série, , Modulateur série. Un inconvénient majeur des modulateurs à collecteur est le besoin d'un transformateur de modulation qui connecte l'amplificateur audio à l'amplificateur de classe C dans l'émetteur. Plus la puissance est élevée, plus le transformateur est gros et cher. Pour les applications à très haute puissance, le transformateur est éliminé et la modulation est effectuée, à un niveau inférieur avec l'un des nombreux circuits modulateurs décrits dans les sections précédentes. Le signal AM résultant est amplifié par un amplificateur linéaire haute puissance. Cette disposition n'est pas préférée car les amplificateurs RF linéaires sont moins efficaces que les amplificateurs de classe C. Une approche consiste à utiliser une version transistorisée d'un modulateur à collecteur dans lequel un transistor est utilisé pour remplacer le transformateur, comme dans la Fig. 4-14 . Ce modulateur série remplace le transformateur par un émetteur suiveur. Le signal de modulation est appliqué à l'émetteur suiveur Q2, qui est un amplificateur de puissance audio. Notez que l'émetteur suiveur, apparaît en série avec la tension d'alimentation du collecteur 1VCC. Cela amène le signal de modulation audio amplifié à faire varier la tension d'alimentation du collecteur vers l'amplificateur de classe C Q1, comme illustré à la Fig. 4-13. Et Q2 fait simplement varier la tension d'alimentation vers Q1. Si le signal de modulation devient positif, la tension d'alimentation de Q1 augmente ; ainsi, l'amplitude de la porteuse augmente proportionnellement au signal modulant. Si le signal de modulation devient négatif, la tension d'alimentation de Q1 diminue, diminuant ainsi l'amplitude de la porteuse proportionnellement au signal de modulation. Pour une modulation à 100 %, l'émetteur suiveur peut réduire la tension d'alimentation à zéro sur les crêtes négatives maximales., Figure 4-14, , Modulation en série. Les transistors peuvent également être des MOSFET avec une polarisation appropriée., Audio, modulant, signal, , ⫹VCC, , Suiveur d'émetteur Q2, , RFC, , Porteur, , Q1, classe C, amplificateur, Vers antenne, , 128, , Chapitre 4

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L'utilisation de ce schéma de modulation de haut niveau élimine le besoin d'un transformateur gros, lourd et coûteux, et améliore considérablement la réponse en fréquence. Cependant, il est très insuffisant. Le modulateur émetteur-suiveur doit dissiper autant de puissance que l'amplificateur RF de classe C. Par exemple, supposons une tension d'alimentation du collecteur de 24 V et un courant de collecteur de 0,5 A. Sans signal de modulation appliqué, le pourcentage de modulation est de 0. L'émetteur suiveur est polarisé de sorte que la base et l'émetteur sont à une tension continue d'environ la moitié de la tension d'alimentation, ou dans cet exemple 12 V. L'alimentation du collecteur, la tension sur l'amplificateur de classe C est de 12 V, et la puissance d'entrée est donc, Pin 5 VCC Ic 5 12(0.5) 5 6 W, Pour produire une modulation à 100 %, la tension du collecteur sur Q1 doit doubler, tout comme le courant du collecteur. Cela se produit sur les crêtes positives de l'entrée audio, comme décrit ci-dessus. A ce moment, la majeure partie du signal audio apparaît sur l'émetteur de Q1 ; très peu de, le signal apparaît entre l'émetteur et le collecteur de Q2, et donc à 100% de modulation, Q2 dissipe très peu de puissance., Lorsque l'entrée audio est à son pic négatif, la tension à l'émetteur de Q2 est réduite à 12 V. Cela signifie que le reste de la tension d'alimentation, ou encore 12 V, apparaît, entre l'émetteur et le collecteur de Q2. Comme Q2 doit également être capable de dissiper 6 W, il doit s'agir d'un très gros transistor de puissance. Le rendement tombe à moins de 50 %. Avec un transformateur de modulation, l'efficacité est beaucoup plus grande, dans certains cas jusqu'à 80 %. Cette disposition n'est pas pratique pour la AM à très haute puissance, mais elle constitue un modulateur de niveau supérieur efficace pour les niveaux de puissance inférieurs à environ 100 W., , 4-3 Les démodulateurs d'amplitude, les démodulateurs ou détecteurs, sont des circuits qui acceptent les signaux modulés et récupèrent les informations de modulation d'origine. Le circuit démodulateur est le circuit clé de toute radio, récepteur. En fait, les circuits démodulateurs peuvent être utilisés seuls comme de simples récepteurs radio., , Démodulateur (détecteur), , Détecteurs à diodes, Le démodulateur d'amplitude le plus simple et le plus largement utilisé est le détecteur à diodes (voir, Fig. 4-15). Comme indiqué, le signal AM est généralement couplé à un transformateur et appliqué à un circuit redresseur demi-onde de base composé de D1 et R1. La diode conduit lorsque les demi-cycles positifs des signaux AM se produisent. Pendant les demi-cycles négatifs, la diode est polarisée en inverse et aucun courant ne la traverse. Il en résulte que la tension aux bornes de R1 est une suite d'impulsions positives dont l'amplitude varie avec le signal modulant. Un condensateur, C1, est connecté aux bornes de la résistance R1, filtrant efficacement la porteuse et récupérant ainsi le signal de modulation d'origine. Une façon d'examiner le fonctionnement d'un détecteur à diode consiste à analyser son fonctionnement dans le domaine temporel. Les formes d'onde de la Fig. 4-16 illustrent cela. A chaque alternance positive, du signal AM, le condensateur se charge rapidement jusqu'à la valeur crête des impulsions transmises, Figure 4-15, , Détecteur à diode, , Un détecteur à diode Démodulateur AM., , Signal AM, , C2, , D1, , R1, , Signal d'origine, d'information ou de modulation, , C1, , Circuits modulateurs et démodulateurs d'amplitude, , 129

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Figure 4-16, , Formes d'onde du détecteur de diodes., Non modulé, porteur, , Modulé, porteur, , Signal AM, , Porteur, fréquence, , Enveloppe produite par, charge et décharge C1, , Rectifié, AM, , Récupéré, signal modulant , après, filtrage, , composante continue, , 0V, , détecteur d'enveloppe, , distorsion diagonale, , 130, , par la diode. Lorsque la tension d'impulsion tombe à zéro, le condensateur se décharge dans la résistance R1. La constante de temps de C1 et R1 est choisie longue par rapport à la période de la porteuse. En conséquence, le condensateur ne se décharge que légèrement pendant le temps où la diode n'est pas conductrice. Lorsque l'impulsion suivante arrive, le condensateur se charge à nouveau jusqu'à sa valeur de crête. Lorsque la diode se coupe, le condensateur décharge à nouveau une petite quantité dans la résistance. La forme d'onde résultante à travers le condensateur est une approximation proche du signal de modulation d'origine. Parce que le condensateur se charge et se décharge, le signal récupéré a une petite quantité d'ondulation, provoquant une distorsion du signal de modulation. Cependant, comme la fréquence porteuse est généralement plusieurs fois supérieure à la fréquence de modulation, ces variations d'ondulation sont à peine perceptibles. Parce que le détecteur à diode récupère l'enveloppe du signal AM, qui est le signal de modulation d'origine, le circuit est parfois appelé détecteur d'enveloppe., Une distorsion du signal d'origine peut se produire si la constante de temps de la résistance de charge R1 et le condensateur de filtre shunt C1 sont trop longs ou trop courts. Si la constante de temps est trop longue, la décharge du condensateur sera trop lente pour suivre les changements plus rapides du signal de modulation. C'est ce qu'on appelle la distorsion diagonale. Si la constante de temps est trop courte, le condensateur se déchargera trop vite et la porteuse ne sera pas suffisamment filtrée. Le, Chapitre 4

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Figure 4-17, , Spectre de sortie d'un détecteur à diode., Réponse du filtre passe-bas (C1), ne laisse passer que le signal modulant fm, , fm, , fc ⫺ ​​fm, , fc, , fc ⫹ fm, , 2fc, , (LSB) Carrier (USB), , la composante continue de la sortie est supprimée avec un couplage en série ou un condensateur de blocage, C2, sur la Fig. 4-15, qui est connecté à un ampliier., Une autre façon de voir le fonctionnement du détecteur à diode est dans le domaine fréquentiel., Dans ce cas, la diode est considérée comme un dispositif non linéaire auquel sont appliqués plusieurs signaux où la modulation aura lieu. Les signaux multiples sont la porteuse et les bandes latérales, qui constituent le signal AM d'entrée à démoduler. Les composants du signal AM sont la porteuse fc , la bande latérale supérieure fc 1 fm et la bande latérale inférieure fc 2 fm., Le circuit détecteur à diode combine ces signaux, créant les signaux de somme et de différence :, fc, fc, fc, fc, , 1, 2, 1, 2, , ( fc, ( fc, ( fc, ( fc, , 1 fm ), 1 fm ), 2 fm ), 2 fm ), , 5 2fc 1 fm, 5 2fm, 5 2fc 2 fm, 5 fm, , Tous ces composants apparaissent dans la sortie. Etant donné que la fréquence porteuse est très supérieure à celle du signal de modulation, le signal porteur peut facilement être filtré avec un simple filtre passe-bas. Dans un détecteur à diode, ce filtre passe-bas est juste le condensateur C1 aux bornes de la résistance de charge R1. La suppression de la porteuse ne laisse que le signal de modulation d'origine. Le spectre de fréquence d'un détecteur à diode est illustré à la Fig. 4-17. Le filtre passe-bas, C1, dans la Fig. 4-15, supprime tout sauf le signal de modulation d'origine souhaité., , Récepteurs radio à cristal, le composant cristal des récepteurs radio à cristal largement utilisés dans le passé, est simplement une diode . Sur la Fig. 4-18, le circuit détecteur à diode de la Fig. 4-15 est redessiné, montrant une connexion d'antenne et un casque. Une antenne à long fil capte le signal radio, qui est couplé par induction à l'enroulement secondaire de T1, qui forme un circuit résonnant en série avec C1. Notez que le secondaire n'est pas un circuit parallèle, car la tension induite dans l'enroulement secondaire apparaît comme une source de tension en série avec la bobine et le condensateur. Le condensateur variable C1 est utilisé pour sélectionner une station. A la résonance, la tension aux bornes du condensateur est augmentée d'un facteur égal au Q du circuit accordé. Cette élévation de tension de résonance est une forme d'amplification. Ce signal à haute tension, , Figure 4-18, , Récepteur radio Crystal, , Un récepteur radio Crystal., Antenne, , D1, , T1, C1, , C2, , Casque, , Circuits modulateurs et démodulateurs d'amplitude, , 131

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est appliqué à la diode. Le détecteur à diode D1 et son iltre C2 récupèrent l'information d'origine, modulante, qui provoque un courant bas dans le casque. Le casque, sert de résistance de charge, et le condensateur C2 supprime la porteuse. Le résultat est un simple récepteur radio ; la réception est très faible car aucune ampliication active n'est fournie. Typiquement, une diode au germanium est utilisée car son seuil de tension est inférieur à celui d'une diode au silicium et permet la réception de signaux plus faibles. Les récepteurs radio Crystal peuvent facilement être construits pour recevoir des émissions AM standard., , Détection synchrone, Détecteur synchrone, , BON À SAVOIR, Les détecteurs synchrones ou les détecteurs cohérents ont moins de distorsion et un meilleur rapport signal sur bruit que les détecteurs à diode standard ., , Les détecteurs synchrones utilisent un signal d'horloge interne à la fréquence porteuse dans le récepteur, pour activer et désactiver le signal AM, produisant une rectification similaire à celle d'un détecteur à diode standard (voir Fig. 4-19.) Le signal AM est appliqué à un commutateur série qui est ouvert et fermé de manière synchrone avec le signal porteur. Le commutateur est généralement une diode ou un transistor qui est activé ou désactivé par un signal d'horloge généré en interne égal en fréquence et en phase avec la fréquence porteuse. Le commutateur de la Fig. 4-19 est activé par le signal d'horloge pendant les demi-cycles positifs du signal AM, qui apparaît donc aux bornes de la résistance de charge. Pendant les demi-cycles négatifs du signal AM, l'horloge éteint l'interrupteur, de sorte qu'aucun signal n'atteint la charge ou le condensateur de filtrage. Le condensateur filtre la porteuse. Un détecteur synchrone pleine onde est illustré à la Fig. 4-20. Le signal AM est appliqué aux amplificateurs inverseurs et non inverseurs. Le signal de porteuse généré en interne actionne deux commutateurs A et B. L'horloge allume A et B s'éteint ou allume B et A s'éteint. Cet agencement simule un commutateur électronique unipolaire à deux directions (SPDT). Pendant les demi-cycles positifs du signal AM, le commutateur A alimente le AM ​​non inversé, sortie de demi-cycles positifs vers la charge. Pendant les alternances négatives de l'entrée, l'interrupteur B relie la sortie de l'onduleur à la charge. Les demi-cycles négatifs sont, inversés, devenant positifs, et le signal apparaît aux bornes de la charge. Le résultat est un redressement complet et ondulatoire du signal. La clé pour faire fonctionner le détecteur synchrone est de s'assurer que le signal produisant l'action de commutation est parfaitement en phase avec la porteuse AM reçue. Un signal de porteuse généré en interne à partir, par exemple, d'un oscillateur ne fonctionnera pas. Même si la fréquence, Figure 4-19, , Concept d'un détecteur synchrone., Interrupteur à diode ou à transistor, AM, signal, Même fréquence et phase, comme reçu, porteuse, , R1, , C1, , Horloge, signal, , AM, signal, , allumer, , horloge, , éteindre, récupéré, enveloppe, , charge, impulsions, , 132, , Chapitre 4

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Figure 4-20, , Un détecteur synchrone pleine onde., Non inverseur, , AM, signal, , A, , Inverseur, , Récupéré, signal, , B, , R1, (Charge), , C1, , Horloge, , AM , signal, , interrupteur A ON, , horloge 1, , interrupteur A OFF, interrupteur B ON, , horloge 2, , interrupteur B OFF, , charge, impulsions, (R1), , et la phase du signal de commutation peut être proche de celles du porteur, elles, ne seraient pas parfaitement égales. Cependant, il existe un certain nombre de techniques, appelées collectivement circuits de récupération de porteuse, qui peuvent être utilisées pour générer un signal de commutation qui a la relation de fréquence et de phase correcte avec la porteuse. Un détecteur synchrone pratique est illustré à la Fig. 4-21. Un transformateur à prise centrale fournit les deux signaux égaux mais inversés. Le signal porteur est appliqué au centre, appuyez sur. Notez qu'une diode est connectée à l'opposé de la façon dont elle le serait si elle était utilisée dans un redresseur pleine onde. Ces diodes sont utilisées comme interrupteurs, qui sont éteints et allumés par l'horloge, qui est utilisée comme tension de polarisation. La porteuse est généralement une onde carrée dérivée, en écrêtant et en amplifiant le signal AM. Lorsque l'horloge est positive, la diode D1 est, , Figure 4-21, , Circuit de récupération de porteuse, , Un détecteur synchrone pratique., D1, AM, signal, Récupéré, modulant, signal, , D2, R1, , C1, , Horloge , ⫹, 0, ⫺, , Circuits modulateurs et démodulateurs d'amplitude, , 133

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Figure 4-22, , Circuit de récupération de porteuse simple., Amplificateur, AM, signal, , Amplificateur, Horloge, , BPF, , Clipper, , Amplificateur, , Méthode alternative, , Phase, décaleur, , BPF ou, LPF, Horloge sinusoïdale , , BON A SAVOIR, Les circuits démodulateurs peuvent être utilisés, seuls, comme de simples récepteurs radio., , Fading sélectif, , polarisé en direct. Il agit comme un court-circuit et connecte le signal AM à la résistance de charge., Des demi-cycles positifs apparaissent sur la charge., Lorsque l'horloge devient négative, D2 est polarisé en direct. Pendant ce temps, les cycles négatifs du signal AM se produisent, ce qui rend la sortie inférieure de l'enroulement secondaire positif. Avec D2 conducteur, les demi-cycles positifs sont transmis à la charge et le circuit effectue une rectification pleine onde. Comme précédemment, le condensateur aux bornes de la charge filtre la porteuse, laissant le signal de modulation d'origine aux bornes de la charge. Le circuit illustré à la Fig. 4-22 est une façon de fournir la porteuse au détecteur synchrone. Le signal AM à démoduler est appliqué à un filtre passe-bande hautement sélectif, qui sélectionne la porteuse et supprime les bandes latérales, supprimant ainsi la plupart des variations d'amplitude. Ce signal est amplifié et appliqué à un écrêteur ou un limiteur qui supprime toutes les variations d'amplitude restantes du signal, ne laissant que la porteuse. Le circuit d'écrêtage convertit généralement la porteuse sinusoïdale en une onde carrée qui est amplifiée et devient ainsi le signal d'horloge. Dans certains détecteurs synchrones, la porteuse écrêtée est soumise à un autre filtre passe-bande pour se débarrasser des harmoniques d'onde carrée et générer une porteuse sinusoïdale pure. Ce signal est ensuite amplifié et utilisé comme horloge. Un petit déphaseur peut être introduit pour corriger toute différence de phase qui se produit pendant le processus de récupération de porteuse. Le signal porteur résultant est exactement de même fréquence et, même phase que ceux de la porteuse d'origine, puisqu'il en est bien dérivé. La sortie de ce circuit est appliquée au détecteur synchrone. Certains détecteurs synchrones utilisent une boucle à verrouillage de phase pour générer l'horloge, qui est verrouillée sur la porteuse entrante. Les détecteurs synchrones sont également appelés détecteurs cohérents et étaient connus dans le passé sous le nom de détecteurs homodynes. Leur principal avantage par rapport aux détecteurs à diodes standard est qu'ils ont moins de distorsion et un meilleur rapport signal sur bruit. Ils sont également moins sujets à l'évanouissement sélectif, un phénomène dans lequel la distorsion est causée par l'affaiblissement d'une bande latérale sur la porteuse pendant la transmission., , 4-4 Modulateurs équilibrés, Modulateur équilibré, , Un modulateur équilibré est un circuit qui génère un signal DSB, supprimant la porteuse, et ne laissant en sortie que les fréquences somme et différence. La sortie d'un modulateur équilibré peut être traitée ultérieurement par des iltres ou des circuits de déphasage pour éliminer l'une des bandes latérales, résultant en un signal SSB., , Lattice Modulators, Lattice modulator (diode ring), , 134, , L'un des plus Les modulateurs équilibrés populaires et largement utilisés sont l'anneau de diodes ou le modulateur en réseau de la Fig. 4-23, composé d'un transformateur d'entrée T1, d'un transformateur de sortie T2 et de quatre diodes connectées dans un circuit en pont. Le signal porteur est appliqué aux prises centrales des transformateurs d'entrée et de sortie, et le signal de modulation est appliqué au transformateur d'entrée T1. La sortie apparaît sur le secondaire de la sortie, Chapitre 4

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Figure 4-23, , Modulateur équilibré de type réseau., T1, , T2, D1, , D4, Modulation, signal, , DSB, sortie, D2, , D3, , Oscillateur porteur, (a), , T1, , D1 , , T2, , D3, Modulant, entrée, , DSB, sortie, D4, D2, , Oscillateur porteur, (b), , transformateur T2. Les connexions de la Fig. 4-23(a) sont les mêmes que celles de la Fig. 4-23(b), mais le fonctionnement du circuit est peut-être plus facilement visualisé comme représenté dans la partie (b)., Le fonctionnement de le modulateur de réseau est relativement simple. L'onde sinusoïdale porteuse, qui est généralement considérablement plus élevée en fréquence et en amplitude que le signal de modulation, est utilisée comme source de polarisation directe et inverse pour les diodes. Le support s'allume, les diodes s'éteignent et s'allument à une vitesse élevée, et les diodes agissent comme des commutateurs qui connectent le signal de modulation au secondaire de T1 au primaire de T2., Figs. 4-24 et 4-25 montrent comment fonctionnent les modulateurs de réseau. Supposons que l'entrée modulante est nulle. Lorsque la polarité de la porteuse est positive, comme illustré sur la Fig. 4-25(a), les diodes D1 et D2 sont polarisées en direct. A ce moment, D3 et D4 sont polarisés en inverse et agissent comme des circuits ouverts. Comme vous pouvez le voir, le courant se divise également dans les parties supérieure et inférieure de l'enroulement primaire de T2. Le courant dans la partie supérieure de l'enroulement produit un champ magnétique égal et opposé au champ magnétique produit par le courant, dans la moitié inférieure du secondaire. Les champs magnétiques s'annulent ainsi. Non, la sortie est induite dans le secondaire et la porteuse est effectivement supprimée. Lorsque la polarité de la porteuse s'inverse, comme illustré à la Fig. 4-25(b), les diodes D1 et D2 sont polarisées en inverse et les diodes D3 et Conduite D4. Encore une fois, le courant baisse dans l'enroulement secondaire de T1 et l'enroulement primaire de T2. Les champs magnétiques égaux et opposés produits dans T2 s'annulent. La porteuse est efficacement équilibrée et sa sortie est nulle. Le degré de suppression de porteuse dépend du degré de précision avec lequel les transformateurs sont fabriqués et de l'emplacement de la prise centrale : l'objectif est, Circuits modulateurs et démodulateurs d'amplitude, , 135

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Figure 4-24, , Fonctionnement du modulateur de réseau., D1, , T1, , T2, , D3, Modulation, entrée, , DSB, sortie, D4, D2, , ⫹, , ⫺, , Oscillateur porteur, (a) , , D1, , T1, , T2, , D3, Modulant, entrée, , DSB, sortie, D4, D2, , ⫺, , ⫹, , Oscillateur porteur, (b), , courants supérieurs et inférieurs exactement égaux et magnétique parfait annulation de terrain. Le degré d'atténuation de la porteuse dépend également des diodes. La plus grande suppression de porteuse se produit lorsque les caractéristiques de la diode sont parfaitement adaptées. Une suppression de porteuse de 40 dB est réalisable avec des composants bien équilibrés. Supposons maintenant qu'une onde sinusoïdale basse fréquence est appliquée au primaire de T1 en tant que signal de modulation. Le signal de modulation apparaît à travers le secondaire de T1. Les commutateurs à diodes connectent le secondaire de T1 au primaire de T2 à différents moments, en fonction de la polarité de la porteuse. Lorsque la polarité de la porteuse est telle qu'illustrée à la Fig. 4-25(a), les diodes D1 et D2 conduisent et agissent comme des interrupteurs fermés. A ce moment, D3 et D4 sont polarisés en inverse et ne sont effectivement pas dans le circuit. En conséquence, le signal de modulation au secondaire de T1 est appliqué au primaire de T2 via D1 et D2. Lorsque la polarité de la porteuse s'inverse, D1 et D2 se coupent et D3 et D4 conduisent. Encore une fois, une partie du signal de modulation au secondaire de T1 est appliquée au primaire de T2, mais cette fois, les conducteurs ont été effectivement inversés en raison des connexions de D3 et D4. Le résultat est une inversion de phase de 180°. Avec cette connexion, si le signal de modulation est positif, la sortie sera négative, et vice versa. Dans la Fig. 4-25, la porteuse fonctionne à une fréquence considérablement plus élevée que le signal de modulation. Par conséquent, les diodes s'éteignent et s'allument à une vitesse élevée, ce qui fait passer des parties du signal de modulation à travers les diodes à des moments différents., Le signal DSB apparaissant à travers le primaire de T2 est illustré à la Fig. 4-25( c). Le raide, , 136, , Chapitre 4

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Figure 4-25 Formes d'onde dans le modulateur équilibré de type réseau. (un transporteur. (b) Signal de modulation. (c) Signal DSB—T2 primaire., (d) Sortie DSB., , (b), , (a), D1 et D2 conduisent, , D3 et D4 conduisent, , Phase, inversion, , D3 et D4 conduisent, , La conduite D1 et D2, , (d ), , (c ), , la montée et la descente de la forme d'onde sont provoquées par la commutation rapide des diodes. En raison de l'action de commutation, la forme d'onde contient des harmoniques de la porteuse. Ordinairement, le secondaire de T2 est un circuit résonnant, comme illustré, et par conséquent le contenu harmonique haute fréquence est filtré, laissant un signal DSB comme celui illustré à la Fig. 4-25 (d)., Il y a plusieurs choses importantes à remarquer à propos de ce signal. Tout d'abord, la forme d'onde de sortie se produit à la fréquence porteuse. Cela est vrai même si la porteuse a été supprimée. Si deux ondes sinusoïdales se produisant aux fréquences de la bande latérale sont additionnées algébriquement, le résultat est un signal d'onde sinusoïdale à la fréquence porteuse avec la variation d'amplitude illustrée à la Fig. 4-25( corde). Observez que l'enveloppe du signal de sortie n'est pas la forme du signal de modulation. Notez également l'inversion de phase du signal au centre même de la forme d'onde, qui est une indication que le signal observé est un vrai signal DSB. Bien que les modulateurs de réseau puissent être construits à partir de composants discrets, ils sont généralement disponibles dans un module unique contenant les transformateurs et les diodes dans un boîtier scellé. L'unité peut être utilisée comme composant individuel. Les transformateurs sont soigneusement équilibrés et des diodes porteuses chaudes adaptées sont utilisées pour fournir une large fréquence de fonctionnement, une plage et une suppression de porteuse supérieure., Le modulateur de réseau de diodes illustré à la Fig. 4-24 utilise un transformateur à noyau de fer basse fréquence pour le signal de modulation et un transformateur à air pour la sortie RF. Ceci est un agencement peu pratique car le transformateur basse fréquence est grand et coûteux. Plus couramment, deux transformateurs RF sont utilisés, comme illustré à la Fig. 4-26, où le signal de modulation est appliqué aux prises centrales des transformateurs RF. Le fonctionnement de ce circuit est similaire à celui des autres modulateurs de réseau., , BON À SAVOIR, En DSB et SSB, la porteuse qui a été supprimée au DSB et, l'émetteur SSB doit être réinséré au niveau du récepteur pour récupérer, l'intelligence ., , IC Balanced Modulators, Un autre circuit de modulateur équilibré largement utilisé utilise des amplificateurs différentiels. Un exemple typique, le populaire modulateur équilibré IC 1496/1596, est illustré à la Fig. 4-27. Ce circuit peut fonctionner à des fréquences porteuses jusqu'à environ 100 MHz et peut atteindre une suppression de porteuse de 50 à 65 dB. Les numéros de broches indiqués sur les entrées et les sorties du CI sont ceux d'un CI standard à boîtier en ligne double (DIP) à 14 broches. L'appareil est également disponible dans une boîte métallique à 10 broches et plusieurs types de boîtiers à montage en surface., Circuits de modulateur et de démodulateur d'amplitude, , Modulateur équilibré IC 1496/1596, , 137

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Figure 4-26, , Une version modifiée du modulateur en réseau ne nécessitant pas de transformateur à noyau de fer pour le signal de modulation basse fréquence., , DSB, sortie, , Porteur, , Signal modulant, , Figure 4-27, , Intégré -modulateur équilibré de circuit., Positif, puissance, alimentation, ⫹, ⫺, , R1, , 1496/1596 IC, , R2, , 6, Sortie, 12, Q2, , Q1, , Q4, , Q3, , 8, Carrier , Vc, entrée, 10, 1, Q6, , Q5, Modulation, Vs, entrée de signal, , 2, , 4, , Réglage du gain, 3, 5, , Q7, , Bias, , 500, , Q8, , 500, , 14, ⫺V, , ⫺, , Négatif, alimentation, , ⫹, , 138, , Chapitre 4, , 500, , DSB, sortie

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Sur la figure 4-27, les transistors Q7 et Q8 sont des sources de courant constant qui sont polarisées avec une seule résistance externe et l'alimentation négative. Ils fournissent des valeurs égales de courant aux deux amplificateurs différentiels. Un ampli différentiel est composé de Q1, Q2 et Q5, et l'autre de Q3, Q4 et Q6. Le signal de modulation est appliqué aux bases de Q5 et Q6. Ces transistors sont connectés dans les trajets de courant aux transistors différentiels et font varier l'amplitude du courant en fonction du signal de modulation. Le courant en Q5 est déphasé de 180° par rapport au courant en Q6. Lorsque le courant dans Q5 augmente, le courant traversant Q6 diminue, et vice versa. Les transistors différentiels Q1 à Q4, qui sont commandés par la porteuse, fonctionnent comme des interrupteurs. Lorsque l'entrée porteuse est telle que la borne d'entrée inférieure est positive par rapport à la borne d'entrée supérieure, les transistors Q1 et Q4 conduisent et agissent comme des interrupteurs fermés et Q2 et Q3 sont bloqués. Lorsque la polarité du signal porteur s'inverse, Q1 et Q4 sont coupés et Q2 et Q3 conduisent, agissant comme des interrupteurs fermés. Ces transistors différentiels ont donc le même objectif de commutation que les diodes du circuit modulateur en réseau discuté précédemment. . Ils allument et éteignent le signal de modulation à la fréquence de la porteuse., Supposons qu'une onde porteuse haute fréquence est appliquée aux transistors de commutation Q1 et Q4 et qu'une onde sinusoïdale basse fréquence est appliquée à l'entrée du signal de modulation, à Q5 et Q6. Supposons que le signal de modulation est positif de sorte que le courant passant par Q5 augmente tandis que le courant passant par Q6 diminue. Lorsque la polarité du porteur est positive, Q1 et Q4 conduisent. Lorsque le courant à travers Q5 augmente, le courant à travers Q1 et R2 augmente proportionnellement ; par conséquent, la tension de sortie au collecteur de Q1 va dans le sens négatif. Lorsque le courant à travers Q6 diminue, le courant à travers Q4 et R1 diminue. Ainsi, la tension de sortie au collecteur de Q4 augmente., Lorsque la polarité du porteur s'inverse, Q2 et Q3 conduisent. Le courant croissant de Q5 passe par Q2 et R1 et, par conséquent, la tension de sortie commence à diminuer. Le courant décroissant à travers Q6 passe maintenant à travers Q3 et R2, provoquant l'augmentation de la tension de sortie. Le résultat de l'activation et de la désactivation de la porteuse et de la variation du signal de modulation comme indiqué produit le signal de sortie DSB classique décrit précédemment [voir la Fig. 4-25(c)]. Le signal sur R1 est le même que le signal sur R2, mais les deux sont déphasés de 180°. La Fig. 4-28 montre le 1496 connecté pour fonctionner comme un modulateur DSB ou AM. Les composants supplémentaires sont inclus dans le circuit de la Fig. 4-27 pour fournir des entrées asymétriques plutôt qu'équilibrées à la porteuse, des entrées de signal de modulation et un moyen d'ajuster l'équilibre de la porteuse. Le potentiomètre sur les broches 1 et 4 permet de régler la sortie de porteuse minimale, compense les déséquilibres mineurs dans le modulateur équilibré interne, les circuits et corrige les tolérances des pièces dans les résistances, donnant ainsi une suppression maximale de la porteuse. La suppression de la porteuse peut être ajustée à au moins 50 dB dans la plupart des conditions et jusqu'à 65 dB aux basses fréquences., , Applications pour les circuits intégrés 1496/1596. Le CI 1496 est l'un des circuits les plus polyvalents disponibles pour les applications de communication. En plus de son utilisation comme modulateur équilibré, il peut être reconfiguré pour fonctionner comme modulateur d'amplitude ou comme détecteur synchrone., Dans la Fig. 4-28, les résistances de 1 kV polarisent les ampliiers différentiels dans la région linéaire, de sorte que ils amplifient la porteuse d'entrée. Le signal de modulation est appliqué aux transistors émetteurs série Q5 et Q6. Un réseau réglable à l'aide d'un potentiomètre de 50 kV permet de contrôler la quantité de signal de modulation qui est appliquée à chaque paire interne d'amplificateurs différentiels. Si le potentiomètre est réglé près du centre, la porteuse s'équilibre et le circuit fonctionne comme un modulateur équilibré. Lorsque le potentiomètre est réglé, en position centrale, la porteuse est supprimée et la sortie est DSB AM., Si le potentiomètre est décalé d'une manière ou d'une autre, une paire d'ampliiers différentiels reçoit peu ou pas d'amplification de la porteuse et l'autre paire obtient la totalité ou la majeure partie du transporteur. Le circuit devient une version du modulateur d'amplification différentiel illustré à la Fig. 4-10(b). Ce circuit fonctionne assez bien, mais a des impédances d'entrée très faibles. Les impédances d'entrée du signal porteur et modulant sont égales aux valeurs de résistance d'entrée, Circuits de modulateur et de démodulateur d'amplitude, BON À SAVOIR, Le 1496 IC est l'un des circuits les plus polyvalents disponibles pour les applications de communication., En plus d'être un équilibré, modulateur, il peut être reconfiguré pour fonctionner comme amplitude, modulateur, détecteur de produit ou détecteur synchrone., , 139

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Figure 4-28 Modulateur AM réalisé avec 1496 IC., ⫹VCC ⫽ 12 V, R1 ⫽ R2 ⫽ 3,9 kΩ, , 1 kΩ, R1, 1496, , 1 kΩ, , 0,1 µF, , R2, , IC, 6, Sortie , , AM out, , 12, 51, , Q1, , Q2, , Q4, , Q3, , 8, , Carrier, in, , 10, 1, , Modulation, signal, , Q5, , Q6, , 51, 2 , , 4, , Réglage du gain, , 51, 3, , 5, , Q7, , Q8, , 50 kΩ, 6,8 kΩ, Porteuse, réglage, , 500, , 500, , 500, , 14, , ⫺VEE ⫽ 8 V, , de 51 V. Cela signifie que les sources de signaux de porteuse et de modulation doivent provenir de circuits à faible impédance de sortie, tels que des suiveurs d'émetteur ou des amplis op., Fig. 4-29 montre le 1496 connecté en tant que détecteur synchrone pour AM . Le signal AM, est appliqué aux transistors émetteurs série Q5 et Q6, faisant ainsi varier les courants d'émetteur dans les amplificateurs différentiels, qui dans ce cas sont utilisés comme interrupteurs pour éteindre et allumer le signal AM, au bon moment. La porteuse doit être en phase avec le signal AM. Dans ce circuit, la porteuse peut être dérivée du signal AM lui-même. En fait, la connexion du signal AM aux deux entrées fonctionne si le signal AM est suffisamment élevé en amplitude. Lorsque l'amplitude est suffisamment élevée, le signal AM entraîne les transistors d'amplification différentiels Q1 à Q4 en coupure et saturation, supprimant ainsi toute variation d'amplitude. . Étant donné que la porteuse est dérivée du signal AM, elle est en phase parfaite pour fournir une démodulation de haute qualité. Les variations de porteuse sont filtrées à partir de la sortie par un filtre passe-bas RC, laissant le signal d'intelligence récupéré., , multiplicateur analogique. Un autre type de circuit intégré pouvant être utilisé comme modulateur équilibré est le multiplicateur analogique, le multiplicateur analogique. Les multiplicateurs analogiques sont souvent utilisés pour générer des signaux DSB. La principale différence entre un modulateur équilibré IC et un multiplicateur analogique est que le modulateur équilibré est un circuit de commutation. La porteuse, qui peut être une onde rectangulaire, provoque l'ouverture et la fermeture des transistors de l'amplificateur différentiel pour commuter le signal de modulation. Le multiplicateur analogique utilise des amplificateurs différentiels, mais ils fonctionnent en mode linéaire. La porteuse doit être une onde sinusoïdale et le multiplicateur analogique produit le vrai produit de deux entrées analogiques., , IC devices, , IC Devices. Dans les circuits intégrés à grande échelle dans lesquels sont montés des récepteurs complets, une seule puce de silicium, les circuits décrits ici sont applicables. Cependant, le circuit est plus susceptible d'être implémenté avec des MOSFET au lieu de transistors bipolaires., , 140, , Chapitre 4

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Figure 4-29, , Détecteur AM synchrone utilisant un 1496., ⫹VCC 12 V, , R1, 1496, , R2, , IC, , Signal récupéré, , 6, Output, 0.1, 51, Carrier, , 12, Q1, , 0.1, , 8, , 0.1, , 10, 1, , Q5, , Entrée AM, , 1 kΩ, , Q2, , Q4, , Q3, , Q6, 2, , 4, , Réglage du gain, , 0.1, 3 , , 5, , Q7, , 500, , 10 kΩ, , Q8, , 500, , 500, , 14, , To ⫹VCC 12 V, , 4-5 Circuits SSB, Génération de signaux SSB : la méthode de filtrage, la plus simple et la méthode la plus largement utilisée pour générer des signaux SSB est la méthode de filtrage., La Fig. 4-30 montre un schéma fonctionnel général d'un émetteur SSB utilisant la méthode de filtrage., Le signal de modulation, généralement la voix d'un microphone, est appliqué à l'audio ampliier, dont la sortie est envoyée à une entrée d'un modulateur équilibré. Un oscillateur à cristal fournit le signal porteur, qui est également appliqué au modulateur équilibré. La sortie du modulateur équilibré est un signal à double bande latérale (DSB). Un signal SSB est produit en faisant passer le signal DSB à travers un filtre passe-bande hautement sélectif qui sélectionne la bande latérale supérieure ou inférieure. La principale exigence du filtre est, bien sûr, qu'il ne passe que la bande latérale souhaitée. Les filtres sont généralement conçus avec une bande passante d'environ 2,5 à 3 kHz, ce qui les rend suffisamment larges pour ne laisser passer que les fréquences vocales standard. Les côtés de la courbe de réponse du filtre sont extrêmement abrupts, ce qui permet une excellente sélectivité. Les filtres sont des dispositifs à réglage fixe ; c'est-à-dire que les fréquences qu'ils peuvent transmettre ne sont pas modifiables. Par conséquent, la fréquence de l'oscillateur porteur doit être choisie de manière à ce que les bandes latérales tombent dans la bande passante du filtre. De nombreux iltres disponibles dans le commerce sont réglés sur les gammes de fréquences 455 kHz, 3,35 MHz ou 9 MHz, bien que d'autres fréquences soient également utilisées. Les filtres de traitement numérique du signal (DSP) sont également utilisés dans les équipements modernes., Avec la méthode de filtrage, il est nécessaire de sélectionner la bande latérale supérieure ou inférieure., Étant donné que les mêmes informations sont contenues dans les deux bandes latérales, cela ne fait généralement aucune différence. un est sélectionné, à condition que la même bande latérale soit utilisée dans les deux émetteurs, circuits de modulateur d'amplitude et de démodulateur, , circuit SSB, , double bande latérale (DSB), , 141

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Figure 4-30, , Un émetteur SSB utilisant la méthode de filtrage., Puissance linéaire, amplificateur, , Porteur, oscillateur, Équilibré, modulateur, , DSB, signal, , SSB, signal, , Bande latérale, filtre, , Audio, amplificateur, , Microphone, , Lower, bandes latérales, , Filter, réponse, courbe, , Upper, bandes latérales, , Suppressed, carrier, et receiver. Cependant, le choix de la bande latérale supérieure ou inférieure en tant que norme varie, d'un service à l'autre, et il est nécessaire de savoir laquelle a été utilisée pour recevoir correctement un signal SSB., Il existe deux méthodes de sélection de bande latérale. De nombreux émetteurs contiennent simplement deux iltres, un qui passera la bande latérale supérieure et un autre qui passera la bande latérale inférieure, et un commutateur est utilisé pour sélectionner la bande latérale souhaitée [Fig. 4-31(a)]. Une autre méthode consiste à fournir deux fréquences d'oscillateur porteur. Deux cristaux changent de porteuse, , Figure 4-31, , Méthodes de sélection de la bande latérale supérieure ou inférieure. (a) Deux filtres., (b) Deux fréquences porteuses., , Porteur, oscillateur, , USB, équilibré, modulateur, LSB, , supérieur, bande latérale, filtre, , USB, SSB, sortie, , inférieur, bande latérale, filtre, , LSB, , Modulant, signal, (a), , Porteur, oscillateur, , 1000 kHz, Symétrique, modulateur, , fc, , LSB, 1002 kHz, , Cristaux, , Bande latérale, filtre, , USB, 998 kHz, Modulant, signal, (fm) 2 kHz, (b), , 142, , Chapitre 4, , SSB, sortie

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fréquence de l'oscillateur pour forcer soit la bande latérale supérieure soit la bande latérale inférieure à apparaître, dans la bande passante du iltre [voir Fig. fm est de 2 kHz. Le modulateur équilibré génère les fréquences somme et différence. Par conséquent, la fréquence porteuse fc doit être choisie pour que l'USB ou le LSB soit, à 1000 kHz. Les sorties symétriques du modulateur sont USB 5 fc 1 fm et LSB 5 fc 2 fm., Pour régler l'USB à 1000 kHz, la porteuse doit être fc 1 fm 5 1000, fc 1 2 5 1000,, et fc 5 1000 2 2 5 998 kHz. Pour régler le LSB à 1000 kHz, la porteuse doit être, fc 2 fm 5 1000, fc 2 2 5 1000, et fc 5 1000 1 2 5 1002 kHz., Des iltres en cristal, peu coûteux et relativement simples à concevoir, sont de loin les iltres les plus couramment utilisés dans les émetteurs SSB. Leur Q très élevé offre une très bonne sélectivité. Des filtres en céramique sont utilisés dans certaines conceptions. Les fréquences centrales typiques sont 455 kHz et 10,7 MHz. Les iltres DSP sont également utilisés dans les conceptions contemporaines., , BON À SAVOIR, Les principales applications de la SSB sont la radio amateur, la radio citoyenne, la radio à bande (CB) et la radio marine à longue portée., , Exemple 4-2, Une SSB L'émetteur utilisant la méthode de filtrage de la Fig. 4-30 fonctionne à une fréquence de 4,2 MHz. La gamme de fréquences vocales est de 300 à 3400 Hz., a. Calculer les plages de bande latérale supérieure et inférieure., Bande latérale supérieure, Limite inférieure fLL 5 fc 1 300 5 4 200 000 1 300 5 4 200 300 Hz, Limite supérieure fUL 5 fc 1 3 400 5 4 200 000 1 3 400, 5 4 203 400 Hz, Portée, USB 5 4 200 ,300 à 4,203,400 Hz, Bande latérale inférieure, Limite inférieure fLL 5 fc 2 300 5 4 200 000 2 300 5 4 199 700 Hz, Limite supérieure fUL 5 fc 2 3 400 5 4 200 000 2 3 400, 5 4 196 600 Hz, Plage, LSB 5 4 196 000 à 4,1 99 700 Hz, b. Quelle devrait être la fréquence centrale approximative d'un filtre passe-bande pour sélectionner la bande latérale inférieure ? L'équation pour la fréquence centrale de la bande latérale inférieure fLSB est, fLSB 5 1fLL fUL 5 14 196 660 3 4 199 700 5 4 198 149,7 Hz, , Une approximation est, fLL 1 fUL, 4 196 600 1 4 199 700, 5, 5 4 198 150 Hz , fLSB 5, 2, 2 , , Génération de signaux SSB : Mise en phase, La méthode de mise en phase de la génération SSB utilise une technique de déphasage qui provoque l'annulation de l'une des bandes latérales. Un schéma fonctionnel d'un générateur SSB de type phasage est illustré à la Fig. 4-32. Il utilise deux modulateurs équilibrés, qui éliminent efficacement la porteuse. L'oscillateur de porteuse est appliqué directement au modulateur équilibré supérieur avec le signal de modulation audio. La porteuse et le signal de modulation sont alors tous deux décalés en phase de 90° et appliqués au second modulateur équilibré inférieur. Les circuits de déphasage, de modulateur d'amplitude et de démodulateur, , 143

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Figure 4-32, , Un générateur SSB utilisant la méthode de mise en phase., , Modulant, signal, Vm sin 2f m t, , Équilibré, modulateur, 1, Porteuse, oscillateur, Vc sin 2f c t, , 90, phase, décaleur, , 90 , phase, décaleur, , ⫹, , SSB, sortie, , Équilibré, modulateur, 2, , l'action provoque l'annulation d'une bande latérale lorsque les deux sorties de modulateur symétriques sont ajoutées pour produire la sortie., Le signal porteur est Vc sin 2πfct. Le signal modulant est Vm sin 2πfmt. Equilibré, le modulateur 1 réalise le produit de ces deux signaux : (Vm sin 2πfmt) (Vc sin 2πfc t)., En appliquant une identité trigonométrique commune, sin A sin B 5 0,5[cos (A 2 B) 2 cos (A 1 B )], nous avons, (Vm sin 2πfmt) (Vc sin 2πfc t) 5 0.5VmVc[cos (2πfc 2 2πfm )t 2 cos (2πfc 1 2πfm )t], notez que ce sont les fréquences somme et différence ou la fréquence supérieure et bandes latérales inférieures., Il est important de se rappeler qu'une onde cosinusoïdale est simplement une onde sinusoïdale décalée de 90° ; c'est-à-dire qu'elle a exactement la même forme qu'une onde sinusoïdale, mais qu'elle se produit 90 ° plus tôt dans le temps. A, l'onde cosinus conduit une onde sinusoïdale de 90°, et une onde sinusoïdale est en retard d'une onde cosinusoïdale de 90°., Les déphaseurs de 90° de la Fig. 4-32 créent des ondes cosinus de la porteuse et des signaux de modulation qui sont multipliés de façon équilibrée modulateur 2 pour produire (Vm cos 2πfm t) 3, (Vc cos 2πfc t). En appliquant une autre identité trigonométrique commune, cos A cos B 5 0,5[cos (A 2 B) 1 cos (A 1 B)], Déphasage de la porteuse, , nous avons, (Vm cos 2πfmt)(Vc cos 2πfc t) 5 0,5VmVc [cos (2πfc 2 2πfm )t 1 cos (2πfc 1 2πfm )t], , BON À SAVOIR, Lorsque la méthode de filtrage est utilisée pour produire des signaux SSB, la bande latérale supérieure ou inférieure est sélectionnée. Le choix de la bande latérale supérieure ou inférieure varie d'un service à l'autre et doit être connu pour recevoir correctement un signal SSB., , 144, , Lorsque vous ajoutez l'expression du sinus donnée précédemment à l'expression du cosinus juste au-dessus, la somme des fréquences s'annulent et les fréquences de différence s'additionnent, produisant uniquement le cos inférieur de la bande latérale [(2πfc 2 2πfm )t]., , Carrier Phase Shift. Un déphaseur est généralement un réseau RC qui fait que la sortie avance ou retarde l'entrée de 90°. De nombreux types de circuits différents ont été imaginés pour produire ce déphasage. Un simple déphaseur RF composé de deux sections RC, chacune réglée pour produire un déphasage de 45°, est illustré à la Fig. 4-33. La section composée de R1 et C1 produit une sortie décalée de 45° par rapport à l'entrée. La section composée de C2 et R2 produit un déphasage qui devance l'entrée de 45°. Le déphasage total entre les deux sorties est de 90°. Une sortie va au modulateur équilibré 1 et l'autre au modulateur équilibré 2., Chapitre 4

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Figure 4-33, , Un déphaseur à fréquence unique de 90°., R ⫽ R1 ⫽ R2, C ⫽ C1 ⫽ C2, R ⫽ Xc à f c, , C2, , Porteuse, oscillateur, fc, , R1, , R2, , C1, , ⫹45⬚, , ⫺45⬚, 90⬚, , Puisqu'un générateur SSB de type phasing peut être réalisé avec des modulateurs symétriques IC tels que le 1496 et puisque ceux-ci peuvent être pilotés par un signal de fréquence porteuse à onde carrée, un déphaseur numérique peut être utilisé pour fournir les deux signaux porteurs qui sont déphasés de 90°. La figure 4-34 montre deux lip-lops de type D connectés comme un simple registre à décalage avec, une rétroaction de la sortie complémentaire du lip-lop B à l'entrée D du lip-lop A. Les lip-lops JK pourraient également être utilisé. On suppose que les lip-lops se déclenchent ou changent d'état, sur le front descendant du signal d'horloge. Le signal d'horloge est réglé sur une fréquence exactement quatre fois supérieure à la fréquence porteuse. Avec cet agencement, chaque liplop produit une onde carrée à rapport cyclique de 50 % à la fréquence porteuse, et les deux signaux sont exactement déphasés de 90° l'un par rapport à l'autre. Ces signaux pilotent les commutateurs différentiels d'amplification dans les modulateurs équilibrés 1496, et cette relation de phase est maintenue quelle que soit l'horloge ou la fréquence porteuse. Les lip-lops TTL peuvent être utilisés à des fréquences allant jusqu'à environ 50 MHz. Pour les fréquences supérieures, supérieures à 100 MHz, émetteur, , Figure 4-34, , Un déphaseur numérique., A, , B, , D, , A, , D, , B, , T, , A, , T , , B, , Horloge, CMOS, TTL ou ECL Bascules de type D, Fréquence d'horloge ⫽ 4fc, fc ⫽ fréquence porteuse, Horloge, Porteuse A (cos), Porteuse B (sin), 360, , 90, , Circuits modulateurs et démodulateurs d'amplitude, , 145

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Figure 4-35 Un déphaseur qui produit un décalage de 90° sur la plage de 300 à 3000 Hz., , Entrée audio, Vers le modulateur équilibré 2, , Vers le modulateur équilibré 1, , les lip-lops à logique couplée (ECL) peuvent être utilisé. Dans les circuits intégrés CMOS, cette technique est utile pour les fréquences jusqu'à 10 GHz., , Audio Phase Shift. La partie la plus difficile de la création d'un générateur SSB de type phasage consiste à concevoir un circuit qui maintient un déphasage constant de 90° sur une large gamme de fréquences audio modulantes. (Gardez à l'esprit qu'un déphasage est simplement un décalage temporel entre des ondes sinusoïdales de même fréquence.) Un réseau RC produit une quantité spécifique de déphasage à une seule fréquence car la réactance capacitive varie avec la fréquence. Dans le déphaseur de porteuse, ce n'est pas un problème puisque la porteuse est maintenue à une fréquence constante. Cependant, le signal de modulation est généralement une bande de fréquences, généralement dans la plage audio de 300 à 3000 Hz. L'un des circuits couramment utilisés pour produire un déphasage de 90° sur une large bande passante est illustré à la Fig. 4-35 . La différence de déphasage entre la sortie vers le modulateur 1 et la sortie vers le modulateur 2 est de 90° 6 1,5° sur la plage de 300 à 3000 Hz. Les valeurs de résistance et de condensateur doivent être soigneusement sélectionnées pour garantir la précision du déphasage, car les imprécisions entraînent une annulation incomplète de la bande latérale indésirable. -36. Une sélection soigneuse des composants garantira que le déphasage de la sortie sera proche de 90 ° sur la plage de fréquences audio de 300 à 3000 Hz., Une plus grande précision de déphasage peut être obtenue en utilisant plusieurs étages, chaque étage ayant des valeurs de composantes différentes et donc une valeur de déphasage différente. La phase, les décalages dans les multiples étages produisent un décalage total de 90°., Figure 4-36, , Un déphaseur actif., 10 k, 10 k, Audio in, R1, , Op amp, R3, , C1, C2 , R2, , 146, , ​​Chapitre 4, , R4, , Déphasé, sortie

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La méthode de mise en phase peut être utilisée pour sélectionner la bande latérale supérieure ou inférieure. Cela se fait en modifiant le déphasage des signaux audio ou porteurs vers les entrées du modulateur équilibré. Par exemple, l'application du signal audio direct au modulateur symétrique 2 de la Fig. 4-32 et du signal déphasé de 90° au modulateur symétrique 1 entraînera la sélection de la bande latérale supérieure au lieu de la bande latérale inférieure. La relation de phase de la porteuse peut également être commutée pour effectuer ce changement. La sortie du générateur de mise en phase est un signal SSB de bas niveau. Le degré de suppression de la porteuse dépend de la configuration et de la précision des modulateurs équilibrés, et la précision du déphasage détermine le degré de suppression de la bande latérale indésirable. La conception des générateurs SSB de type phasage est essentielle si l'on veut obtenir une suppression complète de la bande latérale indésirable. La sortie SSB est ensuite appliquée à des amplificateurs RF linéaires, où son niveau de puissance est augmenté avant d'être appliqué à l'antenne d'émission., , Démodulation DSB et SSB, Pour récupérer l'intelligence dans un signal DSB ou SSB, la porteuse qui a été supprimée à, le récepteur doit être réinséré. Supposons, par exemple, qu'une tonalité d'onde sinusoïdale de 3 kHz est transmise, en modulant une porteuse de 1000 kHz. Avec la transmission SSB de la bande latérale supérieure, le signal transmis est de 1000 1 3 5 1003 kHz. Maintenant, au niveau du récepteur, le signal SSB (l'USB 1003 kHz) est utilisé pour moduler une porteuse de 1000 kHz. Voir Fig. 4-37(a). Si un modulateur équilibré est utilisé, la porteuse de 1000 kHz est supprimée, mais la somme et la différence sont générées. Le modulateur équilibré est appelé détecteur de produit car il sert à récupérer le signal modulant plutôt qu'à générer une porteuse qui le transmettra., Les fréquences somme et différence produites sont, , Détecteur de produit, , Somme : 1003 1 1000 5 2003 kHz , Différence: 1003 2 1000 5 3 kHz, La différence est, bien sûr, l'intelligence d'origine ou le signal de modulation. La somme, le signal de 2003 kHz, n'a aucune importance ni signification. Étant donné que les deux fréquences de sortie du modulateur équilibré sont si éloignées, la fréquence indésirable la plus élevée est facilement filtrée par un filtre passe-bas qui conserve le signal de 3 kHz mais supprime tout ce qui se trouve au-dessus., , Figure 4-37, , 1003 kHz, USB, SSB, signal, , Un modulateur équilibré utilisé comme détecteur de produit pour démoduler un signal SSB., Symétrique, modulateur, , 1000 ⫹ 1003 ⫽ 2003 kHz, 1003 ⫺ 1000 ⫽ 3 kHz, , Passe-bas , filtre, , 3 kHz, Récupéré, modulant, signal, , 1000 kHz, , Oscillateur de porteuse, (a), Passe-bas, filtre, , Équilibré, modulateur, , Récupéré, intelligence, signal, , SSB, signal, , Porteuse oscillateur, (b), , Circuits modulateur et démodulateur d'amplitude, , 147

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Tout modulateur équilibré peut être utilisé comme détecteur de produit pour démoduler les signaux SSB. De nombreux circuits de détection de produits spéciaux ont été développés au fil des ans. Les réseaux, les modulateurs ou les circuits intégrés tels que le 1496 font tous deux de bons détecteurs de produits. Tout ce qui doit être fait est de connecter un filtre passe-bas sur la sortie pour se débarrasser du signal haute fréquence indésirable tout en passant le signal de différence souhaité. La figure 4-37(b) montre une convention largement acceptée pour représenter des circuits modulateurs équilibrés. Notez les symboles spéciaux utilisés pour le modulateur équilibré et le filtre passe-bas., , RÉVISION DU CHAPITRE, Activité en ligne, 4-1, , Émetteurs et récepteurs ASK, , Objectif : Explorer la disponibilité et l'application des émetteurs et récepteurs IC, ASK et émetteurs-récepteurs., Procédure :, 1. Effectuez une recherche sur Internet sur les termes ASK, ASK, émetteurs, récepteurs ASK et émetteurs-récepteurs Ak., 2. Identifiez des circuits intégrés, des modules ou d'autres produits spécifiques dans cette catégorie. Téléchargez toutes les fiches techniques disponibles ou autres sources d'information., 3. Répondez aux questions suivantes. Répétez l'étape 2 jusqu'à ce que vous soyez en mesure de répondre aux questions., , Questions :, 1. Énumérez au moins quatre fabricants de circuits intégrés ASK sous n'importe quelle forme., 2. Quelles fréquences de fonctionnement utilisent-ils normalement ?, 3. Qu'est-ce que une plage de niveau de sensibilité de récepteur commune ?, 4. Quelle est une plage de puissance de sortie d'émetteur typique ?, 5. Quelles sont les tensions de fonctionnement cc courantes pour les récepteurs ASK ?, 6. Énumérez trois utilisations courantes des émetteurs-récepteurs ASK., , Questions, 1 Quelle opération mathématique un modulateur d'amplitude effectue-t-il ?, 2. Quel type de courbe de réponse un appareil qui produit une modulation d'amplitude doit-il avoir ?, 3. Décrire les deux manières fondamentales dont les circuits de modulateur d'amplitude génèrent AM., 4. Quel type d'un dispositif à semi-conducteur donne une réponse quadratique presque parfaite ?, 5. Quels sont les quatre signaux et fréquences qui apparaissent à la sortie d'un modulateur à diode de bas niveau ?, 6. Quel type de diode serait le meilleur (le plus sensible) Démodulateur AM ?, 7. Pourquoi un multiplicateur analogique fait-il un bon modulateur AM ?, 8. Quel type d'ampliier doit être utilisé pour augmenter la puissance d'un signal AM de bas niveau ?, 9. Comment fonctionne un modulateur d'ampli différentiel fonctionne ?, 10. À quelle étape d'un émetteur le modulateur se connecte-t-il dans un émetteur AM de haut niveau ?, 11. Quelle est la technique la plus simple et la plus courante pour démoduler un signal AM ?, , 148, , Chapitre 4, , 12. Quelle est la valeur du composant le plus critique dans une diode, un circuit détecteur ? Expliquer., 13. Quel est le composant de base d'un détecteur synchrone ?, Qu'est-ce qui fait fonctionner ce composant ?, 14. Quels signaux un modulateur équilibré génère-t-il ?, Éliminer ?, 15. Quel type de modulateur équilibré utilise des transformateurs et des diodes ?, 16. Quel est le filtre le plus couramment utilisé dans un générateur SSB de type filtre ?, 17. Quelle est la partie la plus dificile de la production de signaux SSB pour la voix en utilisant les méthodes de mise en phase ?, 18. Quel type de modulateur équilibré donne le plus grand, suppression de porteuse ?, 19. Quel est le nom du circuit utilisé pour démoduler un signal SSB ?, 20. Quel signal doit être présent dans un démodulateur SSB, en plus du signal à détecter ?

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Problèmes, 1. Un transmetteur modulé au collecteur a une tension d'alimentation de 48 V et un courant de collecteur moyen de 600 mA. Quelle est la puissance d'entrée du transmetteur ? Quelle est la puissance du signal de modulation nécessaire pour produire une modulation à 100 % ? ◆, 2. Un générateur SSB a une porteuse de 9 MHz et est utilisé pour transmettre les fréquences vocales dans la plage de 300 à 3300 Hz., La bande latérale inférieure est sélectionnée. Quelle est la fréquence centrale approximative du iltre nécessaire pour passer la bande latérale inférieure ?, 3. Un modulateur équilibré 1496 IC a une entrée de niveau porteur de 200 mV. La quantité de suppression obtenue est de 60 dB., Combien de tension porteuse apparaît à la sortie ? ◆, ◆ Les réponses, , aux problèmes sélectionnés suivent le Chap. 22., , Pensée critique, 1. Indiquez les avantages et les inconvénients relatifs des détecteurs synchrones par rapport à d'autres types de démodulateurs d'amplitude., 2. Un modulateur équilibré pourrait-il être utilisé comme détecteur synchrone ? Pourquoi ou pourquoi pas ?, 3. Un signal SSB est généré en modulant une porteuse de 5 MHz avec une tonalité sinusoïdale de 400 Hz. Au niveau du récepteur, la porteuse est réinsérée lors de la démodulation, mais sa fréquence est de 5,00015 MHz au lieu d'exactement 5 MHz. Comment cela affecte-t-il le signal récupéré ? Comment un signal vocal serait-il affecté par une porteuse qui n'est pas exactement la même que l'original ?, , Amplitude Modulator and Demodulator Circuits, , 149

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chapitre, , 5, , Notions fondamentales de, Modulation de fréquence, A, , la porteuse sinusoïdale peut être modulée en faisant varier son amplitude, sa fréquence ou son déphasage. L'équation de base pour une onde porteuse est, υ 5 Vc sin(2π ft ± θ), , Modulation d'angle, , où Vc 5 amplitude de crête, f 5 fréquence et θ 5 angle de phase, Impression d'un signal d'information sur une porteuse en changeant sa fréquence, produit FM. La variation de la quantité de déphasage subie par une porteuse est connue sous le nom de modulation de phase (PM). La variation du déphasage d'une porteuse produit également la FM. FM et PM sont collectivement appelés modulation d'angle. Étant donné que la FM est généralement supérieure en termes de performances à la AM, elle est largement utilisée dans de nombreux domaines de l'électronique de communication., , Objectifs, Après avoir terminé ce chapitre, vous serez en mesure de :, ■, ■, , ■, , ■, , ■ , ■, , 150, , Comparez et opposez la modulation de fréquence et la modulation de phase., Calculez l'indice de modulation compte tenu de l'écart maximal et de la fréquence de modulation maximale et utilisez l'indice de modulation et les coefficients de Bessel pour déterminer le nombre de bandes latérales significatives dans un Signal FM., Calculer la bande passante d'un signal FM en utilisant deux méthodes et, expliquer la différence entre les deux., Expliquez comment la préaccentuation est utilisée pour résoudre le problème de l'interférence des composants haute fréquence par le bruit., Énumérez les avantages et les inconvénients de la FM par rapport à la AM., Donnez les raisons de l'immunité supérieure de la FM au bruit.

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5-1 Principes de base de la fréquence, de la modulation, En FM, l'amplitude de la porteuse reste constante et la fréquence de la porteuse est modifiée par le signal de modulation. Lorsque l'amplitude du signal d'information varie, la fréquence porteuse se décale proportionnellement. Lorsque l'amplitude du signal de modulation augmente, la fréquence porteuse augmente. Si l'amplitude du signal modulant diminue, la fréquence porteuse diminue. La relation inverse peut également être mise en œuvre. Un signal modulant décroissant augmente la fréquence porteuse au-dessus de sa valeur centrale, tandis qu'un signal modulant croissant diminue la fréquence porteuse en dessous de sa valeur centrale. Lorsque l'amplitude du signal de modulation varie, la fréquence porteuse varie au-dessus et au-dessous de sa fréquence normale, centrale ou de repos, sans modulation. La quantité de changement de fréquence porteuse, produite par le signal de modulation est connue sous le nom de déviation de fréquence fd. L'écart de fréquence maximal se produit à l'amplitude maximale du signal de modulation., La fréquence du signal de modulation détermine le taux d'écart de fréquence, ou combien de fois par seconde la fréquence porteuse s'écarte au-dessus et au-dessous de sa fréquence centrale. Si le signal de modulation est une onde sinusoïdale de 500 Hz, la fréquence porteuse se décale au-dessus et au-dessous de la fréquence centrale 500 fois par seconde. Un signal FM est illustré à la Fig. 5-1(c). Normalement, le porteur [Fig. 5-1(a)] est une onde sinusoïdale, mais elle est représentée ici comme une onde triangulaire pour simplifier l'illustration. Sans signal de modulation appliqué, la fréquence porteuse est une onde sinusoïdale d'amplitude constante à sa fréquence de repos normale., Le signal d'information de modulation [Fig. 5-1(b)] est une onde sinusoïdale basse fréquence. Lorsque l'onde sinusoïdale devient positive, la fréquence de la porteuse augmente proportionnellement. La fréquence la plus élevée se produit à l'amplitude de crête du signal de modulation. Lorsque l'amplitude du signal de modulation diminue, la fréquence porteuse diminue. Lorsque le signal de modulation est à amplitude nulle, la porteuse est à son point de fréquence centrale., Lorsque le signal de modulation devient négatif, la fréquence de la porteuse diminue. Elle continue à décroître jusqu'à atteindre le pic de l'alternance négative de l'onde sinusoïdale modulante. Ensuite, lorsque le signal de modulation augmente vers zéro, la fréquence porteuse augmente à nouveau. Ce phénomène est illustré sur la Fig. 5-1(c), où les ondes porteuses sinusoïdales semblent être d'abord compressées puis étirées par le signal modulant. Supposons une fréquence porteuse de 150 MHz. Si l'amplitude de crête du signal de modulation provoque un décalage de fréquence maximum de 30 kHz, la fréquence porteuse s'écartera, jusqu'à 150,03 MHz et jusqu'à 149,97 MHz. L'écart de fréquence total est de 150,03 −, 149,97 5 0,06 MHz 5 60 kHz. En pratique, cependant, la déviation de fréquence est exprimée comme la quantité de décalage de fréquence de la porteuse au-dessus ou au-dessous de la fréquence centrale. Ainsi, la déviation de fréquence pour la fréquence porteuse de 150 MHz est représentée par 6 30 kHz. Cela signifie que le signal modulant fait varier la porteuse au-dessus et au-dessous de sa fréquence centrale de, , Modulation de fréquence, , Déviation de fréquence fd, , BON À SAVOIR, La fréquence du signal modulant détermine la fréquence, le taux de déviation ou le nombre de fois , par seconde la fréquence porteuse, s'écarte au-dessus et au-dessous de sa fréquence centrale., , Exemple 5-1, Un émetteur fonctionne sur une fréquence de 915 MHz. La déviation FM maximale est de 612,5 kHz. Quelles sont les fréquences maximales et minimales qui se produisent pendant la modulation ?, 915 MHz 5 915 000 kHz, Déviation maximale 5 915 000 1 12,5 5 915 012,5 kHz, Déviation minimale 5 915 000 2 12,5 5 914 987,5 kHz, , Fondamentaux de la modulation de fréquence, , 151

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Figure 5-1, , (a), , signaux FM et PM. La porteuse est dessinée comme une onde triangulaire pour simplifier, mais en pratique c'est une onde sinusoïdale. (un transporteur. (b) Modulant, signal. (c) Signal FM. (d) Signal PM., , ⫹, 0, , , , (b), , ⫹, 0, , , , Aucun, signal, , Maximum, positif, écart, , (c), , Zéro, écart, , Maximum , négatif, déviation, , ⫹, 0, , , , Non, changement de fréquence, Non, changement de phase, , (d ), , ⫹, 0, , , , Manipulation par déplacement de fréquence, , 152, , 30 kHz. Notez que la fréquence du signal de modulation n'a aucun effet sur la quantité de déviation, qui est strictement fonction de l'amplitude du signal de modulation., Fréquemment, le signal de modulation est un train d'impulsions ou une série d'ondes rectangulaires, par exemple,, données binaires en série. Lorsque le signal modulant n'a que deux amplitudes, la fréquence porteuse, au lieu d'avoir un nombre infini de valeurs, comme elle l'aurait avec un signal variant en continu (analogique), n'a que deux valeurs. Ce phénomène est illustré à la Fig. 5-2. Par exemple, lorsque le signal de modulation est un 0 binaire, la fréquence porteuse est la valeur de fréquence centrale. Lorsque le signal de modulation est un 1 binaire, la fréquence porteuse passe brusquement à un niveau de fréquence plus élevé. La quantité de décalage dépend de l'amplitude du signal binaire. Ce type de modulation, appelé changement de fréquence, modulation (FSK), est largement utilisé dans la transmission de données binaires dans les casques Bluetooth, les haut-parleurs sans fil et de nombreuses formes de sans fil industriel., Chapitre 5

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Figure 5-2, , La modulation de fréquence d'une porteuse avec des données binaires produit FSK., , Binaire 1 (3 V), Binaire 0 (0 V), , Signal FSK, , Fréquence porteuse (fc) ⫽ 0, , Fréquence supérieure ⫽ 1, , 5-2 Principes de la modulation de phase, Lorsque la quantité de déphasage d'une porteuse à fréquence constante varie en fonction d'un signal de modulation, la sortie résultante est un signal de modulation de phase (PM) [voir, Fig. 5-1(d)]. Imaginez un circuit modulateur dont la fonction de base est de produire une phase, un décalage, c'est-à-dire une séparation temporelle entre deux ondes sinusoïdales de même fréquence. Supposons qu'un déphaseur puisse être construit qui fera varier la quantité de déphasage avec l'amplitude du signal de modulation. Plus l'amplitude du signal modulant est grande, plus le déphasage est important. Supposons en outre que les alternances positives du signal de modulation produisent un déphasage en retard et que les signaux négatifs produisent un déphasage en avance. le signal d'intelligence, la sortie du déphaseur, est une onde PM. Lorsque le signal de modulation devient positif, la quantité de retard de phase, et donc le retard de la sortie de la porteuse, augmente avec l'amplitude du signal de modulation. Le résultat en sortie est le même que si le signal porteur à fréquence constante avait été étiré ou avait sa fréquence abaissée. Lorsque le signal de modulation devient négatif, le déphasage devient en avance. Cela entraîne une accélération ou une compression efficace de l'onde sinusoïdale porteuse. Le résultat est le même que si la fréquence porteuse avait été augmentée. A noter que c'est la nature dynamique du signal modulant qui provoque la variation de fréquence en sortie du déphaseur : la FM n'est produite que tant que la phase décalage, est variable. Pour mieux comprendre cela, regardez le signal de modulation illustré à la Fig. 5-3(a), qui est une onde triangulaire dont les pics positifs et négatifs ont été écrêtés à une amplitude fixe. Pendant le temps t0, le signal est nul, donc la porteuse est à sa fréquence centrale. L'application de ce signal de modulation à un modulateur de fréquence produit le signal FM, illustré à la Fig. 5-3(b). Pendant que la forme d'onde monte (t1 ), la fréquence augmente. Pendant que l'amplitude positive est constante (t2 ), la fréquence de sortie FM est constante. Pendant que l'amplitude diminue et devient négative (t3 ), la fréquence diminue. Pendant l'alternance négative d'amplitude constante (t4), la fréquence reste, constante, à une fréquence inférieure. Pendant t5, la fréquence augmente. Maintenant, reportez-vous au signal PM de la Fig. 5-3(c). Pendant les augmentations ou les diminutions d'amplitude (t1, t3 et t5), une fréquence variable est produite. Cependant, pendant les pics d'amplitude constante, positifs et négatifs, aucun changement de fréquence n'a lieu. La sortie du modulateur de phase est simplement la fréquence porteuse qui a été décalée en phase. Cela illustre clairement que lorsqu'un signal de modulation est appliqué à un modulateur de phase, la fréquence de sortie ne change que pendant le temps pendant lequel l'amplitude du signal de modulation varie., L'écart de fréquence maximal produit par un modulateur de phase se produit pendant, le temps lorsque le signal de modulation change à son rythme le plus rapide. Pour une onde sinusoïdale, signal modulant, le taux de variation du signal modulant est le plus élevé lorsque l'onde modulante passe de plus à moins ou de moins à plus. Comme le montre la Fig. 5-3(c), Principes fondamentaux de la modulation de fréquence, , Modulation de phase (PM), BON À SAVOIR, L'écart de fréquence maximal, produit par un modulateur de phase, se produit lorsque le signal de modulation change le plus rapidement ., Pour un signal de modulation d'onde sinusoïdale, ce moment correspond au moment où l'onde de modulation passe de plus à moins, ou de moins à plus., , 153

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Figure 5-3, , Un décalage de fréquence se produit en PM uniquement lorsque l'amplitude du signal de modulation varie. (a) Signal modulant. (b) Signal FM. (c) Signal PM., , ⫹, (a), 0, t0, , , t4, t1, t2, t3, t5, , ⫹, (b), 0, , , Fréquence, augmente, , (c), , Fréquence, diminue, , ⫹, 0, , , le taux maximal de variation de la tension de modulation se produit exactement aux points de passage par zéro. En revanche, notez que dans une onde FM, la déviation maximale se produit à l'amplitude maximale, positive et négative de la tension de modulation. Ainsi, bien qu'un modulateur de phase produise effectivement FM, la déviation maximale se produit à différents points du signal modulant., En PM, la quantité de déviation de la porteuse est proportionnelle au taux de changement du signal modulant, c'est-à-dire la dérivée du calcul . Avec un signal de modulation d'onde sinusoïdale, la porteuse PM semble être modulée en fréquence par le cosinus du signal de modulation., Rappelez-vous que le cosinus se produit 90° plus tôt (avance) que le sinus., Étant donné que l'écart de fréquence dans PM est proportionnel au taux de variation du signal modulant, l'écart de fréquence est proportionnel à la fréquence du signal modulant ainsi qu'à son amplitude. Cet effet est compensé avant la modulation., , Relation entre le signal modulant et la déviation de la porteuse, En FM, la déviation de fréquence est directement proportionnelle à l'amplitude du signal modulant. La déviation maximale se produit aux amplitudes positives et négatives maximales du signal de modulation. En PM, l'écart de fréquence est également directement proportionnel à l'amplitude du signal de modulation. La quantité maximale de décalage de phase en avance ou en retard se produit aux amplitudes de crête du signal de modulation. Cet effet, pour FM et PM, est illustré à la Fig. 5-4(a)., , 154, , Chapitre 5

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Figure 5-4, , Déviation de fréquence en fonction de (a) l'amplitude du signal de modulation et (b) la fréquence du signal de modulation., , Amplitude du signal de modulation (Vm), , ly, on, PM, , Déviation de fréquence (fd ou ␦ ), , FM, , ou, , PM, , Déviation de fréquence (fd ou ␦), , FM uniquement, , Fréquence du signal de modulation (fm), , (a ), , (b), , Regardez maintenant la Fig. 5- 4(b), qui montre que la déviation de fréquence d'un signal FM est constante pour toute valeur de fréquence de modulation. Seule l'amplitude du signal de modulation détermine la quantité de déviation. Mais regardez comment l'écart varie dans un PM, signal avec différentes fréquences de signal de modulation. Plus le signal de modulation est élevé, plus sa période est courte et plus la tension change rapidement. Des tensions de modulation plus élevées entraînent un déphasage plus important, ce qui, à son tour, produit une plus grande déviation de fréquence. Cependant, des fréquences de modulation plus élevées produisent une vitesse de changement plus rapide de la tension de modulation et donc une plus grande déviation de fréquence. En PM, l'écart de fréquence porteuse est donc proportionnel à la fois à la fréquence de modulation (pente de modulation, tension) et à l'amplitude. En FM, la déviation de fréquence est proportionnelle uniquement à l'amplitude du signal modulant, quelle que soit sa fréquence., , Conversion PM en FM, Pour rendre PM compatible avec FM, la déviation produite par les variations de fréquence du signal modulant doit être compensée . Cela peut être fait en faisant passer le signal intelligent à travers un réseau RC passe-bas, comme illustré à la Fig. 5-5. Ce filtre passe-bas,, , Figure 5-5, , Utilisation d'un filtre passe-bas pour faire défiler l'amplitude du signal de modulation audio, avec la fréquence., C, , Microphone, , Audio, amplificateur, , R, ⫺, ⫹, , fco ⫽ environ 0,1 Hz, , Phase, modulateur, , FM indirecte, , Porteuse, oscillateur, , Atténuation du signal audio, avec augmentation, en fréquence, Fréquence, , Principes fondamentaux de la modulation de fréquence, , 155

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Figure 5-6, , La modulation de phase d'une porteuse par des données binaires produit PSK., , Binaire 1 (3 V), Binaire 0 (0 V), , Signal PSK, , Déphasages de 180°, , Réseau de correction de fréquence, ( prédistorsion ou filtre 1/f), , Indirect FM, , appelé réseau de correction de fréquence, prédistorsion ou filtre 1/f, atténue les fréquences de modulation les plus élevées. Bien que les fréquences de modulation plus élevées produisent un taux de changement plus élevé et donc une plus grande déviation de fréquence, ceci est compensé par l'amplitude inférieure du signal de modulation, qui produit moins de déphasage et donc moins de déviation de fréquence. Le prédistorseur compense la déviation de fréquence excessive causée par des fréquences de modulation plus élevées. Le résultat est une sortie identique à un signal FM., La FM produite par un modulateur de phase est appelée FM indirecte., , Phase-Shift Keying, , Phase-shift keying (PSK), Binary phase-shift keying (BPSK ), , Bande latérale, , BON À SAVOIR, En FM, seules les bandes latérales avec les amplitudes les plus importantes sont significatives pour le transport d'informations. Les bandes latérales contenant moins de 2 % de la puissance totale ont peu d'effet global sur l'intelligibilité du signal., , 156, , PM est également utilisé avec des signaux binaires, comme le montre la Fig. 5-6. Lorsque le signal de modulation binaire est de 0 V ou de 0 binaire, le signal PM est simplement la fréquence porteuse. Lorsqu'un niveau de tension binaire 1 se produit, le modulateur, qui est un déphaseur, change simplement la phase de la porteuse, pas sa fréquence. Dans la Fig. 5-6, le déphasage est de 180°. Chaque fois que le signal passe de 0 à 1 ou de 1 à 0, il y a un déphasage de 180°. Le signal PM est toujours la fréquence porteuse, mais la phase a été modifiée par rapport à la porteuse d'origine avec une entrée binaire 0. Le processus de modulation de phase d'une porteuse avec des données binaires est appelé déphasage, modulation (PSK ) ou la modulation par déplacement de phase binaire (BPSK). Le signal PSK illustré à la Fig. 5-6 utilise un déphasage de 180° par rapport à une référence, mais d'autres valeurs de déphasage peuvent être utilisées, par exemple 45°, 90°, 135° ou 225°. La chose importante à retenir est qu'aucune fréquence, aucune variation ne se produit. Le signal PSK a une fréquence constante, mais la phase du signal, à partir de certaines références, change lorsque le signal de modulation binaire se produit., , 5-3 Indice de modulation et bandes latérales, Tout processus de modulation produit des bandes latérales. Lorsqu'une onde sinusoïdale à fréquence constante module une porteuse, deux fréquences latérales sont produites. Les fréquences latérales sont la somme et la différence de la porteuse et de la fréquence de modulation. En FM et PM, comme en AM, des fréquences de bande latérale de somme et de différence sont produites. De plus, un grand nombre de paires, de bandes latérales supérieure et inférieure sont générées. Par conséquent, le spectre d'un signal FM ou PM est généralement plus large que celui d'un signal AM équivalent. Il est également possible de générer un signal FM spécial à bande étroite dont la bande passante n'est que légèrement plus large que celle d'un signal AM. La Fig. 5-7 montre le spectre de fréquences d'un signal FM typique produit en modulant une porteuse avec une fréquence unique. onde sinusoïdale. A noter que les bandes latérales sont espacées, de la porteuse fc et l'une de l'autre d'une fréquence égale à la fréquence de modulation fm. Si la fréquence de modulation est de 1 kHz, la première paire de bandes latérales est au-dessus et au-dessous de la porteuse de 1000 Hz. La deuxième paire de bandes latérales est au-dessus et au-dessous du, Chapitre 5

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Figure 5-7, , Spectre de fréquence d'un signal FM. Notez que les amplitudes de porteuse et de bande latérale indiquées ne sont que des exemples. Les amplitudes dépendent de l'indice de modulation mf ., Carrier, , Upper sidebands, , Lower sidebands, , fc, , fc, fc ⫺ ​​fm, fc ⫺ ​​2fm, fc ⫺ ​​3fm, , fc ⫹ fm, fc ⫹ 2fm, fc ⫹ 3fm , , fc ⫺ ​​4fm, , fc ⫹ 4fm, , fc ⫺ ​​5fm, , fc ⫹ 5fm, , fc ⫺ ​​6fm, , fc ⫹ 6fm, , porteuse de 2 3 1000 Hz 5 2000 Hz, ou 2 kHz, etc. Notez également que les amplitudes des bandes latérales varient. Si chaque bande latérale est supposée être une onde sinusoïdale, avec une fréquence et une amplitude comme indiqué sur la Fig. 5-7, et que toutes les ondes sinusoïdales sont ajoutées, alors le signal FM les produisant sera créé., Comme l'amplitude du signal de modulation varie, l'écart de fréquence change., Le nombre de bandes latérales produites, ainsi que leur amplitude et leur espacement, dépendent de l'écart de fréquence et de la fréquence de modulation. Gardez à l'esprit qu'un signal FM a une amplitude constante. Puisqu'un signal FM est une somme des fréquences de la bande latérale, les amplitudes de la bande latérale doivent varier avec l'écart de fréquence et la fréquence de modulation si leur somme doit produire un signal FM d'amplitude constante mais de fréquence variable. Théoriquement, le processus FM produit un nombre infini de bandes latérales supérieures et inférieures et, par conséquent, une bande passante théoriquement infiniment grande. Cependant, en pratique, seules les bandes latérales avec les plus grandes amplitudes sont significatives pour transporter l'information. Généralement, toute bande latérale dont l'amplitude est inférieure à 1 % de la porteuse non modulée est considérée comme insignifiante. Ainsi, la FM est facilement transmise par des circuits ou des communications, des médias à bande passante infinie. Malgré cela, la bande passante d'un signal FM est généralement beaucoup plus large que celle d'un signal AM avec le même signal de modulation., , Indice de modulation, Le rapport de l'écart de fréquence à la fréquence de modulation est connu sous le nom d'indice de modulation mf : , mf 5, , Indice de modulation, , fd, fm, , où fd est l'écart de fréquence et fm est la fréquence de modulation. Parfois, la lettre grecque minuscule delta (δ) est utilisée à la place de fd pour représenter la déviation ;, puis mf 5 δ/fm. Par exemple, si la déviation de fréquence maximale de la porteuse, Principes fondamentaux de la modulation de fréquence, , 157

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Le rapport de déviation, , est de 612 kHz et la fréquence de modulation maximale est de 2,5 kHz, l'indice de modulation est mf 5 12/2,5 5 4,8., Dans la plupart des systèmes de communication utilisant FM, des limites maximales sont imposées à la fois à la déviation de fréquence et à la modulation. fréquence. Par exemple, dans la diffusion FM standard, la déviation de fréquence maximale autorisée est de 75 kHz et la fréquence de modulation maximale autorisée est de 15 kHz. Cela produit un indice de modulation de, mf 5 75/15 5 5., Lorsque l'écart de fréquence maximal autorisé et la fréquence de modulation maximale sont utilisés dans le calcul de l'indice de modulation, mf est appelé écart, rapport., , Exemple 5- 2, Quel est le rapport de déviation du son du téléviseur si la déviation maximale est de 25 kHz et la fréquence de modulation maximale est de 15 kHz ?, mf 5, , fd, 25, 5, 5 1.667, fm, 15, , Fonctions de Bessel, , Fonction de Bessel, , Compte tenu de l'indice de modulation, le nombre et les amplitudes des bandes latérales significatives peuvent être déterminés en résolvant l'équation de base d'un signal FM. L'équation FM, dont la dérivation dépasse le cadre de ce livre, est υ FM 5 Vc sin [2πfc t 1 mf sin (2πfmt)],, où υFM est la valeur instantanée du signal FM et mf est l'indice de modulation. , Le terme dont le coefficient est mf est l'angle de phase de la porteuse. Notez que cette équation exprime l'angle de phase en termes de signal de modulation d'onde sinusoïdale. Cette équation est résolue avec un processus mathématique complexe connu sous le nom de fonctions de Bessel. Il n'est pas nécessaire de montrer cette solution, mais le résultat est le suivant :, υFM 5 Vc 5 J0 (sin ωct) 1 J1[sin (ωc 1 ωm )t 2 sin(ωc 2 ωm )t], 1 J2[sin (ωc 1 2ωm )t 1 sin(ωc 2 2ωm )t], 1 J3[sin(ωc 1 3ωm )t 2 sin(ωc 2 3ωm )t], 1 J4[sin(ωc 1 4ωm )t 1 sin(ωc 2 4ωm )t], 1 J5[sin . . .] 1 . . . 6, où ωc 5 2πfc 5 fréquence porteuse, ωm 5 2πfm 5 fréquence du signal de modulation, Vc 5 valeur de crête de la porteuse non modulée, L'onde FM est exprimée comme un composite d'ondes sinusoïdales de fréquences différentes et d'amplitudes qui, une fois additionnées, donnent une Signal FM dans le domaine temporel. Le premier terme est la porteuse d'amplitude donnée par un coefficient Jn, en l'occurrence J0. Le terme suivant représente une paire de fréquences latérales supérieure et inférieure égales à la somme et à la différence de la fréquence du signal porteur et modulant. L'amplitude de ces fréquences latérales est J1., Le terme suivant est une autre paire de fréquences latérales égales à la porteuse 62 fois la fréquence du signal de modulation. Les autres termes représentent des fréquences latérales supplémentaires espacées les unes des autres d'une quantité égale à la fréquence du signal de modulation., , 158, , Chapitre 5

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Les amplitudes des bandes latérales sont déterminées par les coefficients Jn, eux-mêmes déterminés par la valeur de l'indice de modulation. Ces coefficients d'amplitude sont calculés en utilisant l'expression, Jn (mf ) 5 a, , n, , mf, 2nn!, , b c 12, , (mf ) 2, 2(2n 1 2), , 1, , (mf ) 4, 2 ? 4(2n 1 2)(2n 1 4), 2, , (mf ) 6, 2 ? 4 ? 6(2n 1 2)(2n 1 4)(2n 1 6), , 1 . . .d, , où ! 5 factorielle, n 5 numéro de bande latérale (1, 2, 3, etc.), n 5 0 est la porteuse, fd, mf 5 5 déviation de fréquence, fm, En pratique, vous n'avez pas besoin de connaître ou de calculer ces coefficients, puisque tables, leur donnant sont largement disponibles. Les coefficients de Bessel pour une plage de modulation, les indices sont donnés à la Fig. 5-8. La colonne la plus à gauche donne l'indice de modulation mf. Les colonnes restantes indiquent les amplitudes relatives de la porteuse et des différentes paires de bandes latérales. Toute bande latérale avec une amplitude de porteuse relative inférieure à 1 % (0,01) a été éliminée. Notez que certaines des amplitudes de porteuse et de bande latérale ont des signes négatifs. Cela signifie que le signal représenté par cette amplitude est simplement déphasé de 180° (inversion de phase). La Fig. 5-9 montre les courbes qui sont générées en traçant les données de la Fig. 5-8. Les amplitudes et polarités des porteuses et des bandes latérales sont tracées sur l'axe vertical ; l'indice de modulation est porté sur l'axe horizontal. Comme l'illustrent les figures, la porteuse, l'amplitude J0 varie avec l'indice de modulation. En FM, l'amplitude de la porteuse et les amplitudes des bandes latérales changent à mesure que la fréquence et la déviation du signal de modulation changent. En AM, l'amplitude de la porteuse reste constante. Notez qu'en plusieurs points des Figs. 5-8 et 5-9, à des indices de modulation d'environ 2,4, 5,5 et 8,7, l'amplitude de la porteuse J0 tombe en fait à zéro. À ces points, tous, la puissance du signal est complètement répartie sur les bandes latérales. Et comme on peut le voir sur la Fig. 5-9, les bandes latérales s'annulent également à certaines valeurs de la modulation, index., , Figure 5-8, , BON À SAVOIR, Le symbole ! signifie factoriel. Cela vous indique de multiplier tous les nombres entiers de 1 au nombre auquel le symbole est attaché. Par exemple, 5 ! signifie, 1 3 2 3 3 3 4 3 5 5 120., , Amplitudes de porteuse et de bande latérale pour différents indices de modulation de signaux FM basés sur les fonctions de Bessel., , Modulation, Indice, Porteuse, , Bandes latérales (paires), 1ère, , 2e, , 3e, , 4e, , 5e, , 6e, , 7e, , 8e, , 9e, , 10e, , —, 0,12, 0,24, 0,44, 0,56, , —, —, 0,03, 0,11, 0,23, , —, —, —, 0,02, 0,06, , —, —, —, —, 0,01, , —, —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , — , —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , —, —, —, — , —, , 0,58, 0,22, 0,50, ⫺0,05, 0,34, ⫺0,26, ⫺0,40 ⫺0,07, ⫺0,18 ⫺0,33, , 0,35, 0,45, 0,49, 0,36, 0,05, , 0,13, 0,22, 0,31, 0,43, 0,36, , 0,03, 0,07, 0,13, 0,28, 0,39, , —, 0,02, 0,04, 0,13, 0,26, , —, —, 0,01, 0,05, 0,13, , —, —, —, 0,02, 0,05, , —, —, — , —, 0,02, , —, —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , —, —, —, —, —, , 6.0, 7.0, 8.0, 9,0, 10,0, , 0,15 ⫺0,28 ⫺0,24 0,11 0,36 0,36 0,25, 0,00 ⫺0,30 ⫺0,17 0,16 0,35 0,34, 0,30, 0,23 ⫺0,11 ⫺0,29 ⫺0,10 0,19 0,34, 0,17, 0,24 0,14 ⫺0,18 ⫺0,27 ⫺0,06 0,20, ⫺0,09 , 0,04 0,25 0,06 ⫺0,22 ⫺0,23 ⫺0,01, ⫺0,25, , 0,13, 0,23, 0,32, 0,33, 0,22, , 0,06, 0,13, 0,22, 0,30, 0,31, , 0,02 , 0,06, 0,13, 0,21, 0,29, , —, —, —, —, —, —, —, —, 0,02 —, —, —, 0,06 0,03 —, 0,12 0,06 0,03 0,01 —, 0,20 0,12 0,06 0,03 0,01, , —, —, —, —, —, , — , —, —, —, —, , 12,0, 15,0, , ⫺0,05 ⫺0,22 ⫺0,08, ⫺0,01, 0,21 0,04, , 0,00, 0,25, 0,5, 1,0, 1,5, 2,0, 2,5, 3,0, 4,0, 5 .0, , 1,00, 0,98, 0,94, 0,77, 0,51, , 11e 12e 13e 14e 15e 16e, , 0,20 0,18 ⫺0,07 ⫺0,24 ⫺0,17 0,05 0,23 0,30 0,27 0,20 0,1 2 0,07 0,03 0,01, 0,19 ⫺0,12 0,13 0,21 0,03 ⫺0,17 ⫺0,22 ⫺0,09 0,10 0,24 0,28 0,25 0,18 0,12, , Fondamentaux de la modulation de fréquence, , 159

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Figure 5-9, , Tracé des données de la fonction de Bessel de la Fig. 5-8., , ⫹1.0, ⫹0.9, ⫹0.8, ⫹0.7, , J0, , ⫹0.6, , J1, , Valeur de Jn, , ⫹ 0.5, , J2, , J3, , ⫹0.4, , J4, , J5, , J6, , J7, , J8, , ⫹0.3, ⫹0.2, ⫹0.1, 0, , ⫺0.1, ⫺0.2, ⫺0.3, ⫺ 0,4, , 0, , 1, , 2, , 3, , 4, , 6, 5, 7, Indice de modulation, , 8, , 9, , 10, , 11, , 12, , Exemple 5-3, Qu'est-ce que la fréquence de modulation maximale pouvant être utilisée pour obtenir une modulation, indice de 2,2 avec une déviation de 7,48 kHz?, fm 5, , FM à bande étroite (NBFM), , 160, , fd, 7480, 5, 5 3400 Hz 5 3,4 kHz , mf, 2.2, , Fig. 5-10 montre plusieurs exemples d'un spectre de signal FM avec différents indices de modulation. Comparez les exemples aux entrées de la Fig. 5-8. La porteuse non modulée, sur la Fig. 5-10(a) a une amplitude relative de 1,0. Sans modulation, toute la puissance est dedans, la porteuse. Avec la modulation, l'amplitude de la porteuse diminue tandis que les amplitudes des diverses bandes latérales augmentent. Sur la Fig. 5-10(d), l'indice de modulation est de 0,25. Il s'agit d'un cas particulier de FM dans lequel le processus de modulation ne produit qu'une seule paire de bandes latérales significatives comme celles produites par AM. Avec un indice de modulation de 0,25, le signal FM n'occupe pas plus d'espace spectral qu'un signal AM. Ce type de FM est appelé FM à bande étroite ou NBFM. La déinition formelle de NBFM est tout système FM dans lequel l'indice de modulation est inférieur à π/2 5 1,57, ou mf , π/2. Cependant, pour un véritable NBFM avec une seule paire de bandes latérales, mf doit être bien inférieur à π/2. Les valeurs de mf dans la plage de 0,2 à 0,25 donneront un vrai NBFM., Les radios mobiles FM courantes utilisent une déviation maximale de 5 kHz, avec une fréquence vocale maximale de 3 kHz, donnant un indice de modulation de mf 5 5 kHz/3 kHz 5 1.667. Bien que ces systèmes ne relèvent pas de la déinition formelle de NBFM, ils sont néanmoins considérés comme des transmissions à bande étroite., Chapitre 5

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Figure 5-10 Exemples de spectres de signaux FM. (a) Indice de modulation de 0 (pas de modulation ou bandes latérales). (b) Indice de modulation de 1. (c) Indice de modulation de 2., (d) Indice de modulation de 0,25 (NBFM)., 1,0, , fc, (a), 0,77, , 0,44, , 0,44, , 0,11, , 0,11, , 0,02, , 0,02, (b), 0,58, , 0,58, , 0,35, , 0,35, 0,22, , 0,13, , 0,13, , 0,03, , 0,03, (c), 0,98, , 0,12, , fc ⫺ ​​fm , , 0,12, , fc, , fc ⫹ fm, , (d ), , Principes fondamentaux de la modulation de fréquence, , 161

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Exemple 5-4, Indiquez les amplitudes de la porteuse et des quatre premières bandes latérales d'un signal FM avec un indice de modulation de 4. (Utilisez les Fig. 5-8 et 5-9.), J0 5 20.4, J1 5 20.07, J2 5 0,36, J3 5 0,43, J4 5 0,28, , L'objectif principal de NBFM est de conserver l'espace du spectre, et NBFM est largement utilisé dans les communications radio. Notez, cependant, que NBFM conserve l'espace spectral au détriment du rapport signal sur bruit., , Bande passante du signal FM, Comme indiqué précédemment, plus l'indice de modulation en FM est élevé, plus le nombre de bandes latérales significatives est élevé et plus le élargit la bande passante du signal. Lorsque la conservation du spectre est nécessaire, la bande passante d'un signal FM peut être délibérément restreinte en fixant une limite supérieure à l'indice de modulation. La bande passante totale d'un signal FM peut être déterminée en connaissant la modulation, l'indice et en utilisant la Fig. 5- 8. Par exemple, supposons que la fréquence de modulation la plus élevée d'un signal soit de 3 kHz et que la déviation maximale soit de 6 kHz. Cela donne un indice de modulation de mf 5 6 kHz/3 kHz 5 2. En vous référant à la Fig. 5-8, vous pouvez voir que cela produit quatre paires significatives de bandes latérales. La bande passante peut alors être déterminée avec la formule simple, BW 5 2fm N, où N est le nombre de bandes latérales significatives dans le signal. Selon cette formule, la bande passante de notre signal FM est, BW 5 2(3 kHz)(4) 5 24 kHz, , règle de Carson, , En termes généraux, un signal FM avec un indice de modulation de 2 et une modulation la plus élevée , une fréquence de 3 kHz occupera une bande passante de 24 kHz., Une autre façon de déterminer la bande passante d'un signal FM consiste à utiliser la règle de Carson., Cette règle ne reconnaît que la puissance dans les bandes latérales les plus significatives avec des amplitudes supérieures à 2 % de la porteuse (0,02 ou plus sur la Fig. 5-8). Cette règle est, BW 5 23 fd(max) 1 fm (max) 4, Selon la règle de Carson, la bande passante du signal FM dans l'exemple précédent, serait, BW 5 2(6 kHz 1 3 kHz) 5 2( 9 kHz) 5 18 kHz, la règle de Carson donnera toujours une bande passante inférieure à celle calculée avec la formule BW 5 2fm N. Cependant, il a été prouvé que si un circuit ou un système a la bande passante calculée par la règle de Carson, les bandes latérales seront en effet être transmis suffisamment bien pour assurer une intelligibilité totale du signal. Jusqu'à présent, tous les exemples de FM ont supposé un signal de modulation à onde sinusoïdale à fréquence unique. Cependant, comme vous le savez, la plupart des signaux de modulation ne sont pas des ondes sinusoïdales pures, mais des ondes complexes composées de nombreuses fréquences différentes. Lorsque le signal modulant est un train d'ondes impulsionnel ou binaire, la porteuse est modulée par le signal équivalent, qui est, , 162, , Chapitre 5

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un mélange d'une onde sinusoïdale fondamentale et de toutes les harmoniques pertinentes, tel que déterminé par la théorie de Fourier. Par exemple, si le signal modulant est une onde carrée, l'onde sinusoïdale fondamentale et toutes les harmoniques impaires modulent la porteuse. Chaque harmonique produit plusieurs paires de bandes latérales en fonction de l'indice de modulation. Comme vous pouvez l'imaginer, la FM par onde carrée ou rectangulaire génère de nombreuses bandes latérales et produit un signal avec une bande passante énorme. Les circuits ou systèmes qui transporteront, traiteront ou transmettront un tel signal doivent avoir la bande passante appropriée afin de ne pas déformer le signal. Dans la plupart des équipements qui transmettent des données numériques ou binaires par FSK, le signal binaire est filtré pour éliminer les harmoniques de niveau supérieur, avant la modulation. Cela réduit la bande passante requise pour la transmission., , Exemple 5-5, Quelle est la bande passante maximale d'un signal FM avec une déviation de 30 kHz et un signal de modulation maximal de 5 kHz tel que déterminé par (a) Fig. 5-8 et, (b) la règle de Carson ?, fd, 30 kHz, 5, 56, fm, 5 kHz, Fig. 5-8 montre neuf bandes latérales significatives espacées de 5 kHz pour mf 5 6., , a. mf 5, , BW 5 2fm N 5 2(5 kHz) 9 5 90 kHz, , b. BW 5 23 fd (max) 1 fm (max) 4, , 5 2(30 kHz 1 5 kHz), 5 2(35 kHz), BW 5 70 kHz, , 5-4 Effets de suppression du bruit de la FM, le bruit est une interférence générés par la foudre, les moteurs, les systèmes d'allumage automobile et toute commutation de ligne électrique qui produit des signaux transitoires. Un tel bruit est généralement étroit, des pointes de tension avec des fréquences très élevées. Ils s'ajoutent à un signal et interfèrent avec lui. L'effet potentiel d'un tel bruit sur un signal FM est illustré à la Fig. 5-11. Si le bruit, les signaux étaient suffisamment forts, ils pourraient complètement effacer le signal d'information., Les signaux FM, cependant, ont une amplitude de porteuse modulée constante, et les récepteurs FM contiennent des circuits limiteurs qui restreignent délibérément l'amplitude du signal reçu. Tout, , Figure 5-11, , Bruit, , Un signal FM avec du bruit., Pics de bruit, Variations d'amplitude au-dessus, ce niveau est écrêté, ⫹V, 0, , t, , Signal FM, autorisé à passer, , ⫺ V, Variations d'amplitude inférieures, ce niveau est écrêté, , Fondamentaux de la modulation de fréquence, , 163

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les variations d'amplitude qui se produisent sur le signal FM sont efficacement écrêtées, comme illustré à la Fig. 5-11. Cela n'affecte pas le contenu informatif du signal FM, puisqu'il est contenu uniquement dans les variations de fréquence de la porteuse. En raison de l'écrêtage, action des circuits limiteurs, le bruit est presque complètement éliminé. Même si les pics du signal FM lui-même sont écrêtés ou atténués et que le signal résultant est déformé, non, les informations sont perdues. En fait, l'un des principaux avantages de la FM par rapport à la AM est sa meilleure immunité au bruit. Le processus de démodulation ou de récupération d'un signal FM supprime en fait le bruit et améliore le rapport signal sur bruit., , Bruit et déphasage, L'amplitude du bruit ajoutée à un signal FM introduit une petite variation de fréquence, ou déphasage, qui change ou déforme le signal. La Fig. 5-12 montre comment cela fonctionne. Le signal porteur est représenté par un phaseur S de longueur fixe (amplitude). Le bruit est généralement une impulsion de courte durée contenant de nombreuses fréquences à de nombreuses amplitudes et phases selon la théorie de Fourier. Cependant, pour simplifier l'analyse, nous supposons un seul bruit à haute fréquence, signal variant en phase. Dans la Fig. 5-12(a), ce signal de bruit est représenté par un phaseur rotatif, N. Le signal composite de la porteuse et du bruit, étiqueté C, est un phaseur dont l'amplitude est la somme des phaseurs du signal et du bruit et un angle de phase décalé de la porteuse, d'une quantité ϕ. Si vous imaginez que le phaseur de bruit tourne, vous pouvez également imaginer que le signal composite varie en amplitude et en angle de phase par rapport à la porteuse. Le déphasage maximal se produit lorsque les phaseurs de bruit et de signal sont à angle droit l'un par rapport à l'autre, comme illustré à la Fig. 5-12(b). Cet angle peut être calculé avec l'arc sinus ou le sinus inverse selon la formule, ϕ 5 sin21, , N, C, , Il est possible de déterminer à quel point un décalage de fréquence produit un déphasage particulier en utilisant la formule, δ 5 ϕ( fm ), où δ 5 déviation de fréquence produite par le bruit, ϕ 5 déphasage, rad, fm 5 fréquence du signal de modulation, Supposons que le rapport signal/bruit (S/N) est de 3 : 1 et que le la fréquence du signal de modulation est de 800 Hz. Le déphasage est alors ϕ 5 sin21 (N/S) 5 sin21 (1/3) 5 sin 21 0.3333 5 19.47°., , Figure 5-12, , Comment le bruit introduit un déphasage., , N, , N, , C, S, , φ, , C, S, φ ⫽ sin⫺1, φ, , (a ), , 164, , Chapitre 5, , (b), , N, C

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Comme il y a 57,3° par radian, cet angle est ϕ 5 19,47/57,3 5 0,34 rad. La fréquence, la déviation produite par ce bref déphasage peut être calculée comme, δ 5 0,34(800) 5 271,8 Hz, à quel point un déphasage particulier déformera un signal dépend de plusieurs facteurs., En regardant la formule de déviation, vous peut en déduire que le déphasage et la déviation de fréquence dans le pire des cas se produiront à la fréquence de signal de modulation la plus élevée. L'effet global du décalage dépend du décalage de fréquence maximal autorisé pour l'application. Si des déviations très élevées sont autorisées, c'est-à-dire s'il existe un indice de modulation élevé, le décalage peut être faible et sans conséquence. Si l'écart total autorisé est faible, l'écart induit par le bruit peut être important. N'oubliez pas que les interférences sonores sont de très courte durée ; ainsi, le déphasage est momentané et l'intelligibilité est rarement gravement altérée. Avec un bruit important, la parole humaine peut être temporairement brouillée, mais à tel point qu'elle ne peut pas être comprise. Supposons que l'écart maximal autorisé est de 5 kHz dans l'exemple ci-dessus. Le rapport du décalage produit par le bruit à l'écart maximal autorisé est, l'écart de fréquence produit par le bruit, 271,8, 5, 5 0,0544, l'écart maximal autorisé, 5000, ce n'est qu'un peu plus qu'un décalage de 5 %. L'écart de 5 kHz représente l'amplitude maximale du signal de modulation. Le décalage de 271,8 Hz correspond à l'amplitude du bruit. Par conséquent, ce rapport est le rapport bruit sur signal N/S. L'inverse de cette valeur vous donne le FM, rapport signal sur bruit :, S, 1, 1, 5, 5, 5 18.4, N, N/S, 0.0544, Pour FM, un S/N d'entrée 3:1 se traduit par un S/N de sortie de 18,4:1., , Exemple 5-6, L'entrée d'un récepteur FM a un S/N de 2,8. La fréquence de modulation est de 1,5 kHz., L'écart maximal autorisé est de 4 kHz. Quels sont (a) la déviation de fréquence causée par le bruit et (b) le S/N de sortie amélioré ?, a. ϕ 5 sin21, , N, 1, 5 sin21, 5 sin21 0,3571 5 20,92°, S, 2,8, , ou 0,3652 rad, , δ 5 ϕ( fm ) 5 (0,3652)(1,5 kHz) 5 547,8 Hz, b., , déviation de fréquence produite par le bruit, N, 547,8, 5, 5, S, déviation maximale autorisée, 4000, N, 5 0,13695, S, S, 1, 5, 5 7,3, N, N/S, , Préaccentuation, Le bruit peut interférer avec un signal FM, et en particulier avec les composantes haute fréquence du signal modulant. Étant donné que le bruit est principalement constitué de pics d'énergie pointus, il contient beaucoup d'harmoniques et d'autres composants à haute fréquence. Ces fréquences peuvent, Fondamentaux de la modulation de fréquence, , 165

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être plus grande en amplitude que le contenu haute fréquence du signal modulant, provoquant une distorsion de fréquence qui peut rendre le signal inintelligible., La plupart du contenu d'un signal modulant, en particulier la voix, est à basses fréquences., Dans les systèmes de communication vocale, la bande passante du signal est limitée à environ 3 kHz, ce qui permet une intelligibilité acceptable. En revanche, les instruments de musique génèrent généralement des signaux à basses fréquences mais contiennent de nombreuses harmoniques à haute fréquence qui leur donnent leur son unique et doivent être transmises si ce son doit être préservé. Ainsi, une large bande passante est nécessaire dans les systèmes à haute fidélité. Étant donné que les composants haute fréquence sont, généralement à un niveau très bas, le bruit peut les effacer. Pour surmonter ce problème, la plupart des systèmes FM utilisent une technique connue sous le nom de préaccentuation qui aide à compenser les interférences de bruit haute fréquence. Au niveau de l'émetteur, le signal de modulation passe par un réseau simple qui amplifie les composants haute fréquence plus que les composants basse fréquence. La forme la plus simple d'un tel circuit est un simple filtre passe-haut du type représenté sur la Fig. 5-13(a). Spécifications, , Préaccentuation, , Figure 5-13, , Préaccentuation et désaccentuation. (a) Circuit de préaccentuation. (b) Courbe de préaccentuation. (c) Circuit de désaccentuation., (d) Courbe de désaccentuation. (e) Réponse en fréquence combinée., Désaccentuation, circuit, , C, , Entrée FM, , Préaccentuée, Sortie FM, , Fréquence, modulateur, , FM, démodulateur, , Sortie audio, R, , R1, , C, , R2, , fL ⫽, , 1, 2␲RC, (c), , Circuit de préaccentuation, fu ⫽, , R1 ⫹ R2, 2␲R1R2C, (a ), , 0 dB, 6 dB/octave, pente, , ⫺3 dB , , 3 dB, 0 dB, , 2123 Hz, , fu ⭌ 30 kHz, , 2122 Hz, (d ), , (b), Amplitude, , Fréquence de préaccentuation, réponse, , ⫹3 dB, 0 dB, ⫺3 dB , , Fréquence combinée, réponse, Fréquence de désaccentuation, réponse, Fréquence, , ␶ ⫽ 75 ␮s, 1, f ⫽ ␶ ⫽ 2,123 kHz, (e), , 166, , Chapitre 5

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dictent une constante de temps t de 75 µs, où t 5 RC. Toute combinaison de résistance et de condensateur (ou de résistance et d'inductance) donnant cette constante de temps fonctionnera., fL 5, , 1, 1, 1, 5, 5, 5 2123 Hz, 2π RC, 2π t, 2π(75 µs) , , Un tel circuit a une fréquence de coupure de 2122 Hz ; les fréquences supérieures à 2122 Hz, seront améliorées linéairement. L'amplitude de sortie augmente avec la fréquence à un taux de 6 dB par octave. Le circuit de préaccentuation augmente le contenu énergétique des signaux à haute fréquence de sorte qu'ils deviennent plus forts que les composants de bruit à haute fréquence. Cela améliore le rapport signal sur bruit et augmente l'intelligibilité et l'idélité. Le circuit de préaccentuation a également une fréquence de coupure supérieure fu, à laquelle le signal, l'amélioration s'atténue [voir Fig. 5-13(b)], qui est calculé avec la formule, fu 5, , R1 1 R2, 2πR1R2C, , La valeur de fu est généralement définie bien au-delà de la plage audio et est généralement supérieure à 30 kHz., Pour ramener la réponse en fréquence à sa normale, "lat" niveau, un circuit de désaccentuation, un simple filtre passe-bas avec une constante de temps de 75 µs, est utilisé au niveau du récepteur [voir, Fig. 5-13(c)]. Les signaux au-dessus de sa fréquence de coupure de 2123 Hz sont atténués au taux de 6 dB par octave. La courbe de réponse est illustrée à la Fig. 5-13(d). En conséquence, la préaccentuation au niveau de l'émetteur est exactement compensée par le circuit de désaccentuation dans le récepteur, fournissant une réponse en fréquence lat. L'effet combiné de la préaccentuation et de la désaccentuation est d'augmenter le rapport signal/bruit pour les composants haute fréquence pendant la transmission afin qu'ils soient plus forts et non masqués par le bruit. Fig. 5-13(e) montre l'effet global de la préaccentuation et de la désaccentuation., , Circuit de désaccentuation, , 5-5 Modulation de fréquence versus, Modulation d'amplitude, Avantages de la FM, En général, la FM est considérée comme supérieure à la AM. Bien que les signaux AM et FM puissent être utilisés pour transmettre des informations d'un endroit à un autre, la FM offre généralement certains avantages significatifs par rapport à AM., , Immunité au bruit. Le principal avantage de la FM par rapport à la AM est son immunité supérieure au bruit, rendue possible par les circuits de limitation d'écrêtage dans le récepteur, qui éliminent efficacement toutes les variations de bruit, laissant un signal FM d'amplitude constante. Bien que l'écrêtage n'entraîne pas une récupération totale dans tous les cas, la FM peut néanmoins tolérer un niveau de bruit beaucoup plus élevé que la AM pour une amplitude de porteuse donnée. Ceci est également vrai pour la distorsion induite par le déphasage., , Effet de capture. Un autre avantage majeur de la FM est que les signaux parasites sur la même fréquence sont effectivement rejetés. En raison des limiteurs d'amplitude et des méthodes de démodulation utilisées par les récepteurs FM, un phénomène connu sous le nom d'effet de capture se produit lorsque deux ou plusieurs signaux FM se produisent simultanément sur la même fréquence. Si, un signal est plus de deux fois l'amplitude de l'autre, le signal le plus fort capte le canal, éliminant totalement le signal le plus faible. Avec les circuits de réception modernes, une différence d'amplitude de signal de seulement 1 dB est généralement suffisante pour produire l'effet de capture. En revanche, lorsque deux signaux AM occupent la même fréquence, les deux signaux sont généralement entendus, quelle que soit leur intensité relative. Lorsqu'un signal AM est significativement, Principes fondamentaux de la modulation de fréquence, , Effet de capture, , 167

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plus fort qu'un autre, naturellement le signal le plus fort est intelligible ; cependant, le signal le plus faible n'est pas éliminé et peut toujours être entendu en arrière-plan. Lorsque le signal, les forces des signaux AM donnés sont presque les mêmes, ils interfèrent les uns avec les autres, rendant les deux presque inintelligibles., Bien que l'effet de capture empêche le plus faible des deux signaux FM d'être entendu, lorsque deux stations diffusent des signaux d'approximativement la même amplitude,, le premier peut être capturé, puis l'autre. Cela peut se produire, par exemple, lorsqu'un conducteur se déplaçant le long d'une autoroute écoute une émission claire sur une fréquence particulière. À un moment donné, le conducteur peut soudainement entendre l'autre émission, perdant complètement, la première, puis, tout comme soudainement, écoutez à nouveau l'émission originale. Lequel domine dépend de l'endroit où se trouve la voiture et de la force relative du signal des deux signaux., , Efficacité de l'émetteur. Un troisième avantage de FM par rapport à AM implique l'efficacité., Rappelez-vous que AM peut être produit à la fois par des techniques de modulation de bas niveau et de haut niveau., Le plus efficace est la modulation de haut niveau dans laquelle un ampli de classe C est utilisé comme, inal étage de puissance RF et est modulé par un ampliier de modulation haute puissance. L'émetteur AM doit produire à la fois une puissance de signal RF et de modulation très élevée. De plus, à des niveaux de puissance très élevés, les amplificateurs à forte modulation ne sont pas pratiques. Dans de telles conditions, une modulation de bas niveau doit être utilisée si l'information AM doit être préservée, sans distorsion. Le signal AM est généré à un niveau inférieur puis amplifié avec des amplificateurs linéaires pour produire le signal RF inal. Les amplificateurs linéaires sont soit de classe A, soit de classe B et sont beaucoup moins efficaces que les amplificateurs de classe C. Les signaux FM ont une amplitude constante, et il n'est donc pas nécessaire d'utiliser des amplificateurs linéaires pour augmenter leur niveau de puissance. En fait, les signaux FM sont toujours générés à un niveau inférieur, puis ampliiés par une série d'amplificateurs de classe C pour augmenter leur puissance. Il en résulte une plus grande utilisation de la puissance disponible en raison du haut niveau d'efficacité des amplificateurs de classe C. Des amplificateurs de classe D, E ou F encore plus efficaces sont également utilisés dans les équipements FM ou PM., , Inconvénients de la FM, utilisation excessive du spectre. Le plus grand inconvénient de la FM est peut-être qu'elle utilise trop d'espace spectral. La bande passante d'un signal FM est, en général, considérablement plus large que celle d'un signal AM transmettant des informations similaires. Bien qu'il soit possible de maintenir l'indice de modulation bas pour minimiser la bande passante, la réduction de l'indice de modulation réduit également l'immunité au bruit d'un signal FM. Dans les systèmes de radio FM commerciaux bidirectionnels, l'écart maximal autorisé est de 5 kHz, avec une fréquence de modulation maximale de 3 kHz. Cela produit un rapport d'écart de 5/3 5 1,67. Une déviation, des rapports aussi bas que 0,25 sont possibles, bien qu'ils entraînent des signaux beaucoup moins souhaitables que les signaux FM à large bande. Ces deux rapports de déviation sont classés comme FM à bande étroite. Étant donné que la FM occupe tellement de bande passante, elle n'est généralement utilisée que dans les parties du spectre où une bande passante adéquate est disponible, c'est-à-dire à des fréquences très élevées. En fait, il est rarement utilisé en dessous des fréquences de 30 MHz. La plupart des travaux de communication FM sont effectués aux fréquences VHF, UHF et micro-ondes., , Circuit Complexity. Un inconvénient majeur de la FM dans le passé concernait la complexité des circuits utilisés pour la modulation et la démodulation de fréquence par rapport aux circuits simples utilisés pour la modulation et la démodulation d'amplitude. Aujourd'hui, cet inconvénient a quasiment disparu grâce à l'utilisation des circuits intégrés. Bien que les circuits intégrés utilisés dans la transmission FM soient encore complexes, leur utilisation nécessite très peu d'efforts et leur prix est tout aussi bas que ceux des circuits AM comparables., Étant donné que la tendance dans la communication électronique est vers des fréquences de plus en plus élevées, et parce que Les circuits intégrés sont si bon marché et si faciles à utiliser que la FM et la PM sont devenues de loin la méthode de modulation la plus largement utilisée dans les communications électroniques aujourd'hui., , 168, , Chapitre 5

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Applications FM et AM, Voici quelques-unes des principales applications pour AM et FM., Application, , Type de modulation, , Radio de diffusion AM, Radio de diffusion FM, Son multiplex stéréo FM, Son TV, Image TV (vidéo), Couleur TV signaux, Téléphone cellulaire, Téléphone sans fil, Télécopieur, Radio d'aéronef, Radio marine, Radio mobile et portative, Radio bande citoyenne, Radio amateur, Modems informatiques, Ouvre-porte de garage, Télécommande TV, Magnétoscope, Service de radio familiale, Radio Bluetooth, , AM, FM, DSB (AM) et FM, FM, AM, VSB, Quadrature DSB (AM), FM, FSK, PSK, FM, PSK, FM, QAM (AM plus PSK), AM, FM et SSB (AM) , FM, AM et SSB (AM), FM et SSB (AM), FSK, PSK, QAM (AM plus PSK), OOK, OOK, FM, FM, FSK, , RÉVISION DU CHAPITRE, Activité en ligne, 5-1, , Applications radio FM, , Objectif : Déterminer les usages modernes de la radio FM aujourd'hui., Procédures :, 1. Effectuer des recherches sur Internet sur les termes FM, radio FM, applications, ou termes similaires., 2. Rechercher les principales utilisations de la FM. Quels services utilisent la FM ?, 3. Répondez aux questions suivantes. Continuez à chercher jusqu'à ce que vous ayez répondu à toutes les questions., , Questions :, 1. Nommez au moins cinq endroits où la FM est encore utilisée., 2. Quel est le principal avantage de la FM par rapport à la AM ?, 3. Quel est le principal inconvénient de la FM ?, 4. Dans quelle gamme de fréquences la FM est-elle normalement utilisée ?, 5. Comment s'appelle la version numérique de la FM ?, , Questions, 1. Quel est le nom général donné à la fois à la FM et à la MP ?, 2. Indiquez l'effet sur l'amplitude de la porteuse pendant, FM ou PM., 3. Quel est le nom et les expressions mathématiques pour, la quantité dont la porteuse varie de sa fréquence centrale non modulée pendant la modulation ?, 4. Indiquez comment la fréquence d'une porteuse varie dans un système FM lorsque l'amplitude et la fréquence du signal modulant changent., , 5. Indiquez comment la fréquence d'une porteuse varie dans un système PM, lorsque l'amplitude et la fréquence du signal modulant changent., 6. Quand se produit l'écart de fréquence maximal dans un signal FM ? Un signal PM ?, 7. Indiquez les conditions qui doivent exister pour qu'un modulateur de phase produise une FM., 8. Comment appelez-vous la FM produite par des techniques PM ?, , Principes fondamentaux de la modulation de fréquence, , 169

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9. Indiquez la nature de la sortie d'un modulateur de phase, pendant le temps où la tension du signal de modulation est constante., 10. Quel est le nom donné au processus de modulation de fréquence d'une porteuse par des données binaires ?, 11. Comment nomme-t-on le processus de modulation de phase d'une porteuse par des données binaires ?, 12. Comment la nature du signal modulant doit-elle être modifiée pour produire des techniques FM par PM ?, 13. Quelle est la différence entre l'indice de modulation , et le rapport de déviation?, 14. Définir la FM à bande étroite. Quel critère est utilisé pour indiquer NBFM ?, 15. Quel est le nom de l'équation mathématique utilisée pour résoudre le nombre et l'amplitude des bandes latérales dans un signal FM ?, 16. Quelle est la signification d'un signe négatif sur la bande latérale , valeur dans la Fig. 5-8 ?, 17. Nommez deux manières dont le bruit affecte un signal FM., 18. Comment le bruit sur un signal FM est-il minimisé au niveau du récepteur ?, 19. Quel est le principal avantage de la FM sur AM ?, 20. Énumérez deux avantages supplémentaires de la FM par rapport à la AM., , 21. Quelle est la nature du bruit qui accompagne généralement un signal radio ?, 22. En quoi un émetteur FM est-il plus efficace qu'un Transmetteur AM ? Expliquez., 23. Quel est le principal inconvénient de FM par rapport à AM ? Indiquez deux manières de surmonter cet inconvénient., 24. Quel type d'amplificateur de puissance est utilisé pour amplifier les signaux FM ? Signaux AM de bas niveau ?, 25. Quel est le nom du circuit récepteur qui élimine le bruit ?, 26. Quel est l'effet de capture et qu'est-ce qui le cause ?, 27. Quelle est la nature des signaux de modulation qui sont, le plus négativement affecté par le bruit sur un signal FM?, 28. Décrire le processus de préaccentuation. Comment améliore-t-il les performances de communication en présence de bruit ?, Où est-il effectué, au niveau de l'émetteur ou du récepteur ?, 29. Quel est le circuit de base utilisé pour produire la préaccentuation ?, 30. Décrire le processus de désaccentuation. Où est-il effectué, au niveau de l'émetteur ou du récepteur ?, 31. Quel type de circuit est utilisé pour accomplir la désaccentuation ?, 32. Quelle est la fréquence de coupure des circuits de préaccentuation et de désaccentuation ?, 33. Énumérez quatre applications principales pour la FM., , Problèmes, 1. Une porteuse de 162 MHz est déviée de 12 kHz par un signal de modulation de 2 kHz. Qu'est-ce que l'indice de modulation ? ◆, 2. La déviation maximale d'une porteuse FM avec un signal de 2,5 kHz est de 4 kHz. Quel est le rapport de déviation ?, 3. Pour les problèmes 1 et 2, calculez la bande passante occupée par le signal, en utilisant la méthode conventionnelle et la règle de Carson. Dessinez le spectre de chaque signal, montrant toutes les bandes latérales significatives et leurs amplitudes exactes., 4. Pour un signal de modulation d'onde sinusoïdale à fréquence unique de 3 kHz avec une fréquence porteuse de 36 MHz, quel est l'espacement entre les bandes latérales ? , 5. Quelles sont les amplitudes relatives de la quatrième paire de bandes latérales pour un signal FM avec un rapport de déviation de 8 ? ◆, 6. À quel indice de modulation environ l'amplitude de la première paire de bandes latérales passe-t-elle à zéro ? Utilisez, Fig. 5-8 ou 5-9 pour trouver l'indice de modulation le plus bas qui donne ce résultat., , 7. Un canal disponible pour la transmission FM a une largeur de 30 kHz. La fréquence de signal de modulation maximale autorisée est de 3,5 kHz. Quel rapport de déviation doit être utilisé ? ◆, 8. Le rapport signal/bruit dans un système FM est de 4:1. L'écart maximal autorisé est de 4 kHz. Quelle déviation de fréquence est introduite par le déphasage causé par le bruit lorsque la fréquence de modulation est de 650 Hz ? Quel est le rapport signal/bruit réel ?, 9. Un circuit de désaccentuation a une valeur de condensateur de 0,02 µF., Quelle est la valeur de résistance nécessaire ? Donnez la valeur EIA standard la plus proche. ◆, 10. Utilisez la règle de Carson pour déterminer la bande passante d'un canal FM lorsque la déviation maximale autorisée est de 5 kHz, à des fréquences allant jusqu'à 3,333 kHz. Dessinez le spectre, montrant les valeurs de porteuse et de bande latérale., ◆ Les réponses, , aux problèmes sélectionnés suivent le Chap. 22., , Critical Thinking, 1. La bande de diffusion AM se compose de 107 canaux pour les stations de 10 kHz de large. La fréquence de modulation maximale autorisée est de 5 kHz. La FM pourrait-elle être utilisée sur cette bande ? Si oui, expliquez ce qu'il faudrait faire pour que cela se produise. 2. Une porteuse de 49 MHz est modulée en fréquence par une onde carrée de 1,5 kHz. L'indice de modulation est de 0,25., , 170, , Chapitre 5, , Dessinez le spectre du signal résultant. (Supposons que seules les harmoniques inférieures à la sixième sont transmises par le système.), 3. La bande de diffusion radio FM se voit attribuer la fréquence, le spectre de 88 à 108 MHz. Il y a 100 canaux, espacés de 200 kHz. La fréquence centrale du premier canal est de 88,1 MHz ; le dernier ou le 100e canal au centre

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e. Lequel des calculs de bande passante ci-dessus est le meilleur, la bande passante de canal disponible ?, 4. Un émetteur radio de 450 MHz utilise la FM avec une déviation maximale autorisée de 6 kHz et une fréquence de modulation maximale de 3,5 kHz. Quelle est la bande passante minimale requise ? Utilisez la Fig. 5-14 pour déterminer les amplitudes approximatives de la porteuse et les trois premières bandes latérales significatives. 5. Supposez que vous puissiez transmettre des données numériques sur la station de radio de la bande de diffusion FM. La bande passante maximale autorisée est de 200 kHz. La déviation maximale est de 75 kHz et le rapport de déviation est de 5. En supposant que vous vouliez conserver jusqu'à la troisième harmonique, quelle est l'onde carrée de fréquence la plus élevée que vous pourriez transmettre ?, , la fréquence est de 107,9 MHz. Chaque canal de 200 kHz a une bande passante de modulation de 150 kHz avec des « bandes de garde » de 25 kHz de chaque côté pour minimiser les effets de la surmodulation (surdéviation). La bande de diffusion FM permet une déviation maximale de 675 kHz et une fréquence de modulation maximale de 15 kHz., a. Dessinez le spectre de fréquences du canal centré, sur 99,9 MHz, montrant toutes les fréquences pertinentes., b. Dessinez le spectre de fréquences de la bande FM, en montrant les détails des trois canaux de fréquence la plus basse et des trois canaux de fréquence la plus élevée., c. Déterminer la bande passante du signal FM en utilisant le rapport de déviation et la table de Bessel., d. Déterminez la bande passante du signal FM en utilisant la règle de Carson., , Figure 5-14, ⫹1.0, ⫹0.9, ⫹0.8, ⫹0.7, , J0, , ⫹0.6, , J1, , ⫹0.5, , J2, , Valeur de Jn, , J3, , J4, , ⫹0.4, , J5, , J6, , J7, , J8, , ⫹0.3, ⫹0.2, ⫹0.1, 0, ⫺0.1, ⫺0.2, ⫺0.3, ⫺0.4, , 0, , 1, , 2, , 3, , 4, , 5, , 6, , 7, , 8, , 9, , 10, , 11, , 12, , Indice de modulation, , Principes fondamentaux de la modulation de fréquence, , 171

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chapitre, , 6, , Circuits FM, M, , différents circuits ont été conçus pour produire des signaux FM et PM., Il existe deux types différents de circuits modulateurs de fréquence, les circuits directs et les circuits qui produisent la FM indirectement par des techniques de modulation de phase. Les circuits FM directs utilisent des techniques pour faire varier la fréquence de l'oscillateur porteur en fonction du signal de modulation. Indirects, les modulateurs produisent la FM via un déphaseur après l'étage de l'oscillateur porteur., Les circuits de démodulation de fréquence ou de détection reconvertissent le signal FM en signal de modulation d'origine., La plupart des circuits FM sont aujourd'hui à l'intérieur de circuits intégrés, et certains sont implémentés dans un logiciel avec les méthodes de traitement du signal numérique., , Objectifs, Après avoir terminé ce chapitre, vous serez en mesure de :, ■, , ■, , ■, , ■, , ■, , ■, , 172, , Comparer et contraster la FM à l'aide d'un oscillateur à cristal circuits avec FM, en utilisant des varactors., Expliquer les principes généraux des circuits modulateurs de phase et énumérer les techniques de base pour obtenir un déphasage., Calculer la déviation de fréquence totale d'un émetteur FM en fonction de la fréquence d'origine de l'oscillateur et du facteur de multiplication de fréquence., Décrire le fonctionnement des détecteurs de pente, de la moyenne des impulsions, des discriminateurs et des détecteurs de quadrature. Dessiner un schéma fonctionnel d'une boucle à verrouillage de phase (PLL), indiquer ce que fait chaque composant, expliquer le fonctionnement du circuit et définir le, plage de capture et plage de verrouillage d'une PLL. Expliquer le fonctionnement d'une PLL en tant que démodulateur de fréquence.

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6-1 Modulateurs de fréquence, Modulateur de fréquence, , Un modulateur de fréquence est un circuit qui fait varier la fréquence porteuse en fonction du signal de modulation. La porteuse est générée soit par un LC, soit par un circuit oscillateur à cristal, et il faut donc trouver un moyen de modifier la fréquence d'oscillation. Dans un oscillateur LC, la fréquence porteuse est fixée par les valeurs de l'inductance et de la capacité dans un circuit accordé, et la fréquence porteuse peut donc être modifiée en faisant varier soit l'inductance, soit la capacité. L'idée est de trouver un circuit ou un composant qui convertit une tension de modulation en un changement correspondant de capacité ou d'inductance. Lorsque la porteuse est générée par un oscillateur à cristal, la fréquence est fixée par le cristal. Cependant, gardez à l'esprit que le circuit équivalent d'un cristal est un circuit LCR, avec des points de résonance en série et en parallèle. La connexion d'un condensateur externe au cristal permet d'obtenir des variations mineures de la fréquence de fonctionnement. Encore une fois, l'objectif est de trouver un circuit ou un composant dont la capacité changera en réponse au signal de modulation. Le composant le plus fréquemment utilisé à cette fin est un varactor., Également connu sous le nom de condensateur à tension variable, de diode à capacité variable ou de varicap, ce dispositif est essentiellement une diode à jonction semi-conductrice fonctionnant en mode de polarisation inverse., , Fréquence porteuse, , Varactor, , Varactor Operation, Une diode à jonction est créée lorsque des semi-conducteurs de type P et N sont formés pendant le processus de fabrication. Certains électrons du matériau de type N dérivent vers le matériau de type P et neutralisent les trous [voir Fig. 6-1 (a)], formant une zone mince appelée région d'appauvrissement, où il n'y a pas de porteurs libres. , trous ou électrons., , Figure 6-1, , Région d'appauvrissement, , Région d'appauvrissement dans une diode à jonction., Jonction, P, , ⫹, , ⫹, , ⫹, ⫹, ⫹, , N, ⫹, , , , P, , , , , ⫹, , ⫹, , , , , , , , ⫹, , ⫹, , , , , , , , ⫹, , ⫹, , , , , , , , ⫹, , ⫹, , ⫹ , ⫹, , ⫹, , , , , , , , , , (b) Biais direct, , P, , ⫹, , , , , ⫹, , ⫹, , , , , ⫹, , (a), , ⫹, , , , ⫹, ⫹, , La région de déplétion agit, comme un isolant, , ⫹, , N, , N, ⫹, , , , , , ⫹, , , , , , ⫹, , , , , , ⫹, , , , , , La région d'appauvrissement s'élargit, avec une polarisation externe plus élevée, , , ⫹, (c) Biais inverse, , Circuits FM, , 173

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Figure 6-2, , Symboles schématiques d'une diode varactor., , (a), , BON À SAVOIR, Les varactors sont fabriqués avec une large gamme de valeurs de capacité, la plupart des unités ayant une capacité nominale, dans la plage de 1 à 200 -pF gamme. La plage de variation de capacité peut être aussi élevée que 12: 1., , (b), , Cette région agit comme un mince isolant qui empêche le courant de passer à travers le dispositif., Si une polarisation directe est appliquée à la diode, il conduira. Le potentiel externe force, les trous et les électrons vers la jonction, où ils se combinent et provoquent un courant continu à l'intérieur de la diode ainsi qu'à l'extérieur. La couche d'appauvrissement disparaît simplement [voir, Fig. 6-1(b)]. Si une polarisation inverse externe est appliquée à la diode, comme sur la figure 6-1(c), aucun courant ne sera faible. La polarisation augmente la largeur de la couche d'appauvrissement, la quantité augmentant en fonction de la quantité de polarisation inverse. Plus la polarisation inverse est élevée, plus la couche d'appauvrissement est large et moins le courant est faible. Une diode à jonction polarisée en inverse agit comme un petit condensateur. Les matériaux de type P et N agissent comme les deux plaques du condensateur, et la région d'appauvrissement agit comme le diélectrique., Avec tous les porteurs de courant actifs (électrons et trous) neutralisés dans la région d'appauvrissement, il fonctionne comme un matériau isolant. La largeur de la couche d'appauvrissement détermine la largeur du diélectrique et, par conséquent, la quantité de capacité. Si la polarisation inverse est élevée, la région d'appauvrissement sera large et le diélectrique fera en sorte que les plaques du condensateur soient largement espacées, produisant une faible capacité. La diminution de la quantité de polarisation inverse rétrécit la région d'appauvrissement ; les plaques du condensateur sont effectivement plus proches les unes des autres, produisant une capacité plus élevée., Toutes les diodes à jonction présentent une capacité variable lorsque la polarisation inverse est modifiée., Cependant, les varactors sont conçus pour optimiser cette caractéristique particulière, de sorte que les variations de capacité sont aussi importantes large et linéaire que possible. Les symboles utilisés pour représenter les diodes varactor sont illustrés à la Fig. 6-2. Les varactors sont fabriqués avec une large gamme de valeurs de capacité, la plupart des unités ayant une capacité nominale comprise entre 1 et 200 pF. La plage de variation de capacité peut aller jusqu'à 12 :1. La Fig. 6-3 montre la courbe d'une diode typique. A maximum, , Capacité en fonction de la tension de jonction inverse pour un varactor typique., , Capacité de jonction (pF), , Figure 6-3, , 80, 70, 60, 50, 40, 30, 20, 10, 10, , 20, , 30, , 40, , Biais inverse (V), , 174, , Chapitre 6, , 50, , 60

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Figure 6-4, , Un oscillateur porteur modulé en fréquence directe utilisant une diode varactor., ⫹VCC, , R1, , RFC, , Q1, C1, C2, Sortie, , R2, D1, , C4, , L1, C3 , , RFC, , R3, , C5, , A, , ⫹VCC, , R4, , Amplificateur audio, , Microphone, , Réglage de fréquence, , une capacité de 80 pF est obtenue à 1 V. Avec 60 V appliqués, la capacité chute à 20 pF, une plage de 4 :1. La plage de fonctionnement est généralement limitée à la partie centrale linéaire de la courbe., , Modulateurs varactor, , Modulateur varactor, , Fig. 6-4, un oscillateur porteur pour un émetteur, montre le concept de base d'un varactor, modulateur de fréquence. La capacité des diodes varactor D1 et L1 forme le circuit accordé en parallèle de l'oscillateur. La valeur de C1 est rendue très grande à la fréquence de fonctionnement de sorte que sa réactance est très faible. En conséquence, C1 connecte le circuit accordé au circuit oscillateur. C1 empêche également la polarisation cc sur la base de Q1 d'être court-circuitée à la terre via L1. Les valeurs de L1 et D1 fixent la fréquence porteuse centrale. La capacité de D1 est contrôlée de deux manières, par une polarisation continue fixe et par le signal de modulation. Sur la Fig. 6-4, la polarisation sur D1 est définie par le diviseur de tension, potentiomètre R4. La variation de R4 permet d'ajuster la fréquence porteuse centrale sur une plage étroite. Le signal de modulation est appliqué via C5 et la fréquence radio, starter (RFC); C5 est un condensateur de blocage qui maintient la polarisation du varactor cc hors des circuits de signal de modulation. La réactance du RFC est élevée à la fréquence porteuse, pour empêcher le signal porteur de revenir dans les circuits de signal de modulation audio., Le signal de modulation dérivé du microphone est amplifié et appliqué au modulateur. Lorsque le signal de modulation varie, il s'ajoute et se soustrait à la tension de polarisation fixe. Ainsi, la tension efficace appliquée à D1 fait varier sa capacité. Ceci, à son tour, produit la déviation souhaitée de la fréquence porteuse. Un signal positif au point A ajoute à la polarisation inverse, diminuant la capacité et augmentant la fréquence porteuse. Un signal négatif en A se soustrait de la polarisation, augmentant la capacité et diminuant la fréquence porteuse., Circuits FM, , 175

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Exemple 6-1, La valeur de la capacité d'un varactor au centre de sa plage linéaire est de 40 pF. Ce varactor sera en parallèle avec un condensateur fixe de 20 pF. Quelle valeur d'inductance, faut-il utiliser pour faire résonner cette combinaison à 5,5 MHz dans un oscillateur ? Total, capacité CT 5 40 1 20 5 60 pF., f0 5 5,5 MHz 5, L5, , 1, 2π 1LCT, , 1, 1, 5, 2, (2πf ) CT, (6,28 3 5,5 3 106 ) 2 3 60 3 10212, , L 5 13,97 3 1026 H, , ou, , 14 µH, , Le principal problème avec le circuit de la Fig. 6-4 est que la plupart des oscillateurs LC ne sont tout simplement pas assez stables pour fournir un signal porteur. Même avec des composants de haute qualité et une conception optimale, la fréquence des oscillateurs LC variera en raison des changements de température, des variations de tension du circuit et d'autres facteurs. De telles instabilités ne peuvent être tolérées dans la plupart des systèmes de communication électroniques modernes, où un émetteur doit rester en fréquence aussi précisément que possible. Les oscillateurs LC ne sont tout simplement pas assez stables pour répondre aux exigences strictes imposées par la FCC. En conséquence, les oscillateurs à cristal sont normalement utilisés pour régler la fréquence porteuse. Non seulement les oscillateurs à cristal fournissent une fréquence porteuse très précise, mais leur stabilité de fréquence est également supérieure sur une large plage de températures., , Modulation de fréquence d'un oscillateur à cristal, il est possible de faire varier la fréquence d'un oscillateur à cristal en modifiant le valeur de, capacité en série ou en parallèle avec le cristal. La figure 6-5 montre un oscillateur à cristal typique. Lorsqu'une petite valeur de capacité est connectée en série avec le cristal, le, , Figure 6-5 Modulation de fréquence d'un oscillateur à cristal avec un VVC., ⫹VCC, , RFC, FM, sortie, Cristal, , Modulation, signal, , D1, , 176, , Chapitre 6

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Figure 6-6, , Comment les multiplicateurs de fréquence augmentent la fréquence porteuse et l'écart., Multiplicateurs de fréquence, , Cristal, 6,5 MHz, , 156 MHz, écart de 4,8 MHz, ⫻4, , ⫻3, 4 ⫻ 3 ⫻ 2 24, , ⫻ 2, , la fréquence du cristal peut être légèrement « tirée » de sa fréquence de résonance naturelle. En faisant de la capacité série une diode varactor, une modulation de fréquence de l'oscillateur à cristal peut être obtenue. Le signal de modulation est appliqué à la diode varactor D1, qui modifie la fréquence de l'oscillateur. Il est important de noter que seule une très petite déviation de fréquence est possible avec les oscillateurs à cristal modulés en fréquence. La fréquence d'un oscillateur à cristal peut rarement être modifiée de plus de plusieurs centaines de hertz par rapport à la valeur nominale du cristal. L'écart résultant peut être inférieur à l'écart total souhaité. Par exemple, pour obtenir un décalage de fréquence total de 75 kHz, ce qui est nécessaire dans la diffusion FM commerciale, d'autres techniques doivent être utilisées. Dans les systèmes de communication NBFM, les écarts les plus étroits sont acceptables. Bien qu'il soit possible d'obtenir un écart de seulement plusieurs centaines de cycles par rapport à la fréquence de l'oscillateur à cristal, l'écart total peut être augmenté en utilisant des circuits multiplicateurs de fréquence après l'oscillateur à porteuse. Un circuit multiplicateur de fréquence est un circuit dont la fréquence de sortie est un multiple entier de la fréquence d'entrée. Un multiplicateur de fréquence qui multiplie une fréquence par 2 est appelé un doubleur, un circuit multiplicateur de fréquence qui multiplie une fréquence d'entrée par 3 est appelé un tripleur, et ainsi de suite. Les multiplicateurs de fréquence peuvent également être mis en cascade. Lorsque le signal FM est appliqué à un multiplicateur de fréquence, la fréquence porteuse de fonctionnement et la quantité de déviation sont augmentées. Les multiplicateurs de fréquence typiques peuvent augmenter la fréquence de l'oscillateur porteur de 24 à 32 fois. La Fig. 6-6 montre comment les multiplicateurs de fréquence augmentent la fréquence porteuse et la déviation. La fréquence de sortie souhaitée de l'émetteur FM dans la figure est de 156 MHz, et la déviation de fréquence maximale souhaitée est de 5 kHz. La porteuse est générée par un oscillateur à cristal de 6,5 MHz, qui est suivi de circuits multiplicateurs de fréquence qui augmentent la fréquence d'un facteur 24 (6,5 MHz 3 24 5 156 MHz). La modulation de fréquence de l'oscillateur à cristal, par le varactor produit une déviation maximale de seulement 200 Hz. Lorsqu'il est multiplié par un facteur de 24 dans les circuits multiplicateurs de fréquence, cet écart est augmenté à 200 3 24 5 4800 Hz, ou 4,8 kHz, ce qui est proche de l'écart souhaité. Les circuits multiplicateurs de fréquence sont décrits plus en détail au Chap. 8., , Circuit multiplicateur de fréquence, Doubleur, Tripleur, , Oscillateurs contrôlés en tension, Les oscillateurs dont les fréquences sont contrôlées par une tension d'entrée externe sont généralement appelés oscillateurs contrôlés en tension (VCO). Les oscillateurs à cristal commandés en tension sont généralement appelés VXO. Bien que certains VCO soient principalement utilisés en FM, ils sont également utilisés dans d'autres applications où une conversion tension-fréquence est requise. Comme vous le verrez, leur application la plus courante est dans les boucles à verrouillage de phase, abordées plus loin dans ce chapitre. Bien que les VCO pour VHF, UHF et micro-ondes soient toujours implémentés avec des composants discrets, ils sont de plus en plus intégrés sur une seule puce de silicium, ainsi que d'autres circuits émetteurs ou récepteurs. Un exemple d'un tel VCO est illustré à la Fig. 6-7. Ce circuit utilise un transistor bipolaire au silicium-germanium (SiGe) pour atteindre une fréquence de fonctionnement centrée autour de 10 GHz. L'oscillateur utilise des transistors à couplage croisé, Q1 et Q2 dans une conception de type multivibrateur ou lip-lop. Le signal est une onde sinusoïdale dont la fréquence est fixée par les inductances de collecteur et les capacités de varactor. La modulation, Circuits FM, , Oscillateur commandé en tension (VCO), Cristal commandé en tension, oscillateur (VXO), , 177

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Figure 6-7, , Un VCO intégré SiGe 10 GHz., Contrôle DC ou, modulant, tension, , ⫹VDD, , L, , L, , D1, , D2, , Q3, , Q4, , Out, Q1, , Q2, , Out, , Source de courant, ⫹V, , Typique, courant, source, , tension, généralement un signal binaire pour produire FSK, est appliqué à la jonction de D1 et D2., Deux sorties complémentaires sont disponibles à partir de l'émetteur suiveurs Q3 et Q4. Dans ce circuit, les inducteurs sont en fait de minuscules spirales d'aluminium (ou de cuivre) à l'intérieur de la puce, avec une inductance comprise entre 500 et 900 pH. Les varactors sont des diodes polarisées en inverse, qui fonctionnent comme des condensateurs variables. La plage d'accord va de 9,953 à 10,66 GHz. Une version CMOS du VCO est illustrée à la Fig. 6-8. Ce circuit utilise également une conception de circuit résonnant LC à couplage croisé et fonctionne dans la plage de 2,4 à 2,5 GHz. Des variantes sont utilisées dans les émetteurs-récepteurs Bluetooth et les applications LAN sans fil. (Voir Chap. 20.), Il existe également de nombreux types différents de VCO basse fréquence couramment utilisés, y compris les VCO IC utilisant des oscillateurs RC de type multivibrateur dont la fréquence peut être, , 178, , Chapitre 6

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Circuit de déclenchement de Schmitt, , Modulateur de phase, , BON À SAVOIR, Les déphaseurs simples ne produisent pas de réponse linéaire sur une large plage de déphasage. Pour compenser cela, limitez le déphasage total autorisé à maximiser la linéarité. Des multiplicateurs doivent également être utilisés pour obtenir l'écart souhaité., , sources. Les sources de courant chargent et déchargent linéairement le condensateur externe C1 à la broche 7. Une tension externe VC appliquée à la broche 5 est utilisée pour faire varier la quantité de courant produite par les sources de courant. Le circuit de déclenchement de Schmitt est un détecteur de niveau qui contrôle la source de courant en commutant entre la charge et la décharge lorsque le condensateur se charge ou se décharge à un niveau de tension spécifique. Une tension en dents de scie linéaire est développée aux bornes du condensateur par la source de courant. Celui-ci est mis en mémoire tampon par un amplificateur et mis à disposition, à la broche 4. La sortie de déclenchement de Schmitt est une onde carrée à la même fréquence disponible à la broche 3. Si une sortie d'onde sinusoïdale est souhaitée, l'onde triangulaire est généralement filtrée avec un accord, circuit résonnant à la fréquence porteuse souhaitée., Un circuit modulateur de fréquence complet utilisant le NE566 est illustré à la Fig. 6-9(b)., Les sources de courant sont polarisées avec un diviseur de tension composé de R2 et R3. Le signal de modulation est appliqué via C2 au diviseur de tension à la broche 5. Le condensateur de 0,001 µF, entre les broches 5 et 6, est utilisé pour éviter les oscillations indésirables. La fréquence porteuse centrale du circuit est définie par les valeurs de R1 et C1. Des fréquences porteuses jusqu'à 1 MHz peuvent être utilisées avec ce CI. Si des fréquences et des déviations plus élevées sont nécessaires, les sorties peuvent être filtrées ou utilisées pour piloter d'autres circuits, comme un multiplicateur de fréquence. Le signal de modulation peut faire varier la fréquence porteuse sur une plage de près de 10:1, ce qui rend possible de très grandes déviations. L'écart est linéaire par rapport à l'amplitude d'entrée sur toute la plage., , Modulateurs de phase 6-2, La plupart des émetteurs FM modernes utilisent une certaine forme de modulation de phase pour produire une FM indirecte. La raison de l'utilisation de PM au lieu de FM directe est que l'oscillateur de porteuse peut être optimisé pour la précision et la stabilité de la fréquence. Des oscillateurs à cristal ou des synthétiseurs de fréquence contrôlés par cristal peuvent être utilisés pour régler la fréquence porteuse avec précision et maintenir une stabilité solide., La sortie de l'oscillateur porteur est envoyée à un modulateur de phase où le déphasage est amené à varier en fonction de la signal modulant. Étant donné que les variations de phase produisent des variations de fréquence, il en résulte une FM indirecte. Certains modulateurs de phase sont basés sur le déphasage produit par un circuit accordé RC ou LC. Il convient de souligner que de simples déphaseurs de ce type ne produisent pas de réponse linéaire sur une large plage de déphasage. Le déphasage total admissible doit être limité pour maximiser la linéarité, et des multiplicateurs doivent être utilisés pour obtenir la déviation souhaitée. Les déphaseurs les plus simples sont les réseaux RC comme ceux illustrés aux Fig. 6-10(a) et (b). En fonction des valeurs de R et C, la sortie du déphaseur peut être réglée sur n'importe quel angle de phase entre 0 et 90°. En (a), la sortie est en avance sur l'entrée d'un angle compris entre 0 et 90°. Par exemple, lorsque Xc est égal à R, le déphasage est de 45°., Le déphasage est calculé à l'aide de la formule, ϕ 5 tan21, , XC, R, , Un iltre RC passe-bas peut également être utilisé, comme indiqué dans Figure 6-10(b). Ici, la sortie est prise à travers le condensateur, de sorte qu'elle est en retard sur la tension d'entrée d'un certain angle entre 0 et 90 °. L'angle de phase est calculé à l'aide de la formule, ϕ 5 tan21, , R, XC, , Un simple circuit de déphasage peut être utilisé comme modulateur de phase si la résistance ou la capacité peut être amenée à varier avec le signal de modulation. Une façon de faire est de remplacer le condensateur montré dans le circuit de la Fig. 6-10(b) par un varactor. Le circuit de déphasage résultant est illustré à la Fig. 6-11. Dans ce circuit, le signal de modulation provoque la modification de la capacité du varactor. Si l'amplitude du signal modulant à la sortie de l'ampli A devient plus, , 180, , Chapitre 6

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Avec cet agencement, il existe une relation inverse entre le signal de modulation, la polarité et la direction de la déviation de fréquence. C'est le contraire de la variation souhaitée. Pour corriger cette condition, un amplificateur inverseur A peut être inséré entre la source de signal de modulation et l'entrée du modulateur. Ensuite, lorsque le signal de modulation devient positif, la sortie de l'onduleur et l'entrée du modulateur deviennent négatives et l'écart augmente. Sur la Fig. 6-11, C1 et C2 sont des condensateurs de blocage de courant continu et ont une très faible réactance, à la fréquence porteuse. Le déphasage produit est en retard et, comme dans tout modulateur de phase, l'amplitude et la phase de sortie varient avec une modification de l'amplitude du signal de modulation., , Exemple 6-2, Un émetteur doit fonctionner à une fréquence de 168,96 MHz avec une déviation de 65 kHz., Il utilise trois multiplicateurs de fréquence - un doubleur, un tripleur et un quadrupleur. La modulation de phase est utilisée. Calculez (a) la fréquence de l'oscillateur à cristal porteur et (b) la phase, le décalage ¢ϕ requis pour produire la déviation nécessaire à une fréquence de modulation de 2,8 kHz., a. Le multiplicateur de fréquence produit une multiplication totale de 2 3 3 3 4 5 24. La fréquence de l'oscillateur à cristal est multipliée par 24 pour obtenir la fréquence de sortie finale de 168,96 MHz. Ainsi, la fréquence de l'oscillateur à cristal est, f0 5, , 168,96, 5 7,04 MHz, 24, , b. Les multiplicateurs de fréquence multiplient l'écart par le même facteur. Pour obtenir une déviation de 65 kHz, le modulateur de phase doit produire une déviation de fd 5 5 kHz/24 5 6208,33 Hz. L'écart est calculé, avec fd 5 ¢ϕ fm ; fm 5 2,8 kHz., ¢ϕ 5, , fd, 208,33, 5, 5 60,0744 rad, fm, 2800, , La conversion en degrés donne 0,0744(57,3°) 5 64,263°, Le déphasage total est de 64,263° 5 2 3 4,263° 5 8,526°, , Une formule simple pour déterminer la quantité de déviation de fréquence fd représentée par un angle de phase spécifique est, fd 5 ¢ϕ fm, où ¢ϕ 5 changement d'angle de phase, rad, fm 5 modulation de la fréquence du signal , Supposons que la fréquence de modulation la plus basse pour le circuit avec le décalage de 0,75 rad soit de 300 Hz. L'écart est fd 5 0,75(300) 5 225 Hz ou 6112,5 Hz. Puisqu'il s'agit de PM, l'écart réel est également proportionnel à la fréquence du signal de modulation. Avec le même écart maximum de 0,75 rad, si la fréquence de modulation est de 3 kHz (3000 Hz), l'écart est fd 5 0,75(3000) 5 2250 Hz ou 61125 Hz., Pour éliminer cet effet et générer une véritable FM, le la fréquence d'entrée audio doit être appliquée à un iltre passe-bas pour réduire l'amplitude du signal aux fréquences plus élevées dans un iltre passe-bas., , 182, , Chapitre 6

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Exemple 6-3, Pour l'émetteur de l'exemple 6-2, un déphaseur comme celui de la Fig. 6-10 est utilisé, où C est un varactor et R 5 1 kV. Supposons que la plage de déphasage totale est centrée sur 45°., Calculez les deux valeurs de capacité nécessaires pour obtenir la déviation totale., La plage de phase est centrée sur 45°, soit 45° 6 4,263° 5 40,737° et 49,263°. La plage de phase totale est de 49,263 2 40,737 5 8,526°. Si ϕ 5 tan21 (R/XC ), alors, tan ϕ 5 R/XC., R, 1000, XC 5, 5, 5 1161 V, tan ϕ, tan 40,737, 1, 1, 5 19,48 pF, 5, 2πf XC, 6,28 3 7,04 3 106 3 1161, 1000, R, XC 5, 5, 5 861 V, tan ϕ, tan 49,263, C5, , C5, , 1, 1, 5 26,26 pF, 5, 2πf XC, 6,28 3 7.04 3 106 3 861, , Pour obtenir la déviation souhaitée, le signal vocal doit polariser le varactor pour qu'il varie dans la plage de 19,48 à 26,26 pF., , 6-3 Démodulateurs de fréquence, , Démodulateur de fréquence, , Tout circuit qui reconvertir une variation de fréquence dans la porteuse en une variation de tension proportionnelle peut être utilisée pour démoduler ou détecter des signaux FM. Les circuits utilisés pour récupérer le signal de modulation d'origine d'une transmission FM sont appelés démodulateurs, détecteurs ou discriminateurs., , Détecteurs de pente, Le démodulateur de fréquence le plus simple, le détecteur de pente, utilise un circuit accordé et un détecteur à diode pour convertir variations de fréquence aux variations de tension. Le circuit de base est illustré à la Fig. 6-12(a). Celui-ci a la même configuration que le détecteur à diode AM de base, décrit au Chap. 4, bien qu'il soit accordé différemment., Le signal FM est appliqué au transformateur T1 composé de L1 et L2. Ensemble, L2 et C1 forment un circuit résonant en série. Rappelez-vous que la tension de signal induite dans L2 apparaît, en série avec L2 et C1 et que la tension de sortie est prise à travers C1. La courbe de réponse, 1, de ce circuit accordéC, est illustrée à la Fig. 6-12(b). A noter qu'à la fréquence de résonance fr, la tension aux bornes culmine. À des fréquences inférieures ou supérieures, la tension chute., Pour utiliser le circuit pour détecter ou récupérer la FM, le circuit est réglé de sorte que le centre ou la fréquence porteuse des signaux FM soit approximativement centrée sur le bord avant de la courbe de réponse , comme le montre la Fig. 6-12(b). Lorsque la fréquence porteuse varie au-dessus et au-dessous de sa fréquence centrale, le circuit accordé répond comme indiqué sur la figure. Si la fréquence devient inférieure à la fréquence porteuse, la tension de sortie aux bornes de C1 diminue. Si la fréquence augmente, la sortie sur C1 augmente. Ainsi, la tension alternative aux bornes de C1 est proportionnelle à la fréquence du signal FM. La tension aux bornes de C1 est redressée en impulsions continues qui apparaissent aux bornes de la charge R1. Ceux-ci sont iltrés en un signal continu variable qui est une reproduction exacte du signal modulant d'origine. La principale difficulté des détecteurs de pente réside dans leur réglage de sorte que le signal FM soit correctement centré sur le front montant du circuit accordé. De plus, le circuit accordé n'a pas de réponse parfaitement linéaire. Il est approximativement linéaire sur une plage étroite, comme le montre la Fig. 6-12(b), mais pour les écarts importants, une distorsion d'amplitude se produit en raison de la non-linéarité., Circuits FM, , Détecteur de pente, , 183

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Figure 6-12, , Fonctionnement du détecteur de pente., D1, , T1, L1, , Signal modulant récupéré, L2, , C1, C2, , R1, , (a), , fr, , Tension aux bornes de C1, , Haute fréquence, produit une tension plus élevée, , fc, , une fréquence plus basse, produit une tension plus basse, , (b), , Le détecteur de pente n'est jamais utilisé dans la pratique, mais il montre le principe de la démodulation FM, c'est-à-dire la conversion d'une variation de fréquence en une variation de tension. De nombreuses conceptions pratiques basées sur ces principes ont été développées. Il s'agit notamment du discriminateur FosterSeeley et du détecteur de rapport, dont aucun n'est utilisé dans les équipements modernes. 13. Le signal FM est appliqué à un détecteur de passage par zéro ou à un écrêteur-limiteur qui génère un changement de niveau de tension binaire chaque fois que le signal FM varie de moins à, plus ou de plus à moins. Le résultat est une onde rectangulaire contenant toutes les variations de fréquence du signal d'origine mais sans variations d'amplitude. L'onde carrée FM est ensuite appliquée à un multivibrateur monostable (monostable) qui génère une impulsion continue d'amplitude et de largeur fixes sur le front avant de chaque cycle FM. La durée du coup unique est définie de manière à ce qu'elle soit inférieure à la moitié de la période de la fréquence la plus élevée attendue pendant l'écart maximal. Les impulsions de sortie uniques sont ensuite transmises à un simple filtre passe-bas RC qui calcule la moyenne des impulsions CC pour récupérer le signal de modulation d'origine., Figure 6-13, , FM, entrée, , A, , Discriminateur de moyenne d'impulsions. , Zerocrossing, détecteur ou clipper/, limiteur, , B, , One-shot, multivibrateur, , Passe-bas, filtre, , C, R, , C, , , 184, , Chapitre 6, , D, , Load, , Récupéré, modulant, signal

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Figure 6-14, , (a) Entrée FM. (b) Sortie du détecteur de passage à zéro. (c) Sortie d'un coup., (d) Sortie du discriminateur (signal de modulation d'origine)., , (a ), , (b), , (c ), , (d ), , Les formes d'onde pour la moyenne des impulsions discriminateur sont illustrés à la Fig. 6-14. Aux basses fréquences, les impulsions uniques sont largement espacées; à des fréquences plus élevées, ils se produisent, très proches les uns des autres. Lorsque ces impulsions sont appliquées au filtre de moyenne, une tension de sortie continue est développée, dont l'amplitude est directement proportionnelle à l'écart de fréquence. Lorsqu'une impulsion unique se produit, le condensateur du filtre se charge à l'amplitude du impulsion. Lorsque l'impulsion s'éteint, le condensateur se décharge dans la charge. Si la constante de temps RC est élevée, la charge du condensateur ne diminue pas beaucoup. Cependant, lorsque l'intervalle de temps entre les impulsions est long, le condensateur perd une partie de sa charge dans la charge, de sorte que la sortie continue moyenne est faible. Lorsque les impulsions se produisent rapidement, le condensateur a peu de temps entre les impulsions pour se décharger ; la tension moyenne à ses bornes reste donc, plus élevée. Comme le montre la figure, la tension de sortie du filtre varie en amplitude avec la déviation de fréquence. Le signal de modulation d'origine est développé sur la sortie du filtre., Les composants du filtre sont soigneusement sélectionnés pour minimiser l'ondulation causée par la charge et la décharge du condensateur tout en fournissant la réponse haute fréquence nécessaire pour le signal de modulation d'origine. , Certains discriminateurs à moyenne d'impulsions génèrent une impulsion à chaque demi-cycle ou à chaque passage par zéro au lieu de chaque cycle de l'entrée. Avec un plus grand nombre d'impulsions à moyenner, le signal de sortie est plus facile à filtrer et contient moins d'ondulations., Le discriminateur de moyenne d'impulsions est un démodulateur de fréquence de très haute qualité. Dans le passé, son utilisation était limitée aux applications coûteuses de télémétrie et de contrôle industriel., Aujourd'hui, avec la disponibilité de circuits intégrés à faible coût, le discriminateur à moyenne d'impulsions est facilement mis en œuvre et est utilisé dans de nombreux produits électroniques., , Détecteurs en quadrature , Le détecteur de quadrature utilise un circuit de déphasage pour produire un déphasage de 90° à la fréquence porteuse non modulée. L'agencement de déphasage le plus couramment utilisé est illustré à la Fig. 6-15. Le signal modulé en fréquence est appliqué à travers un très petit condensateur (C1) au circuit accordé en parallèle, qui est ajusté pour résonner au centre, la fréquence porteuse. A la résonance, le circuit accordé apparaît comme une valeur élevée de résistance pure. Le petit condensateur a une réactance très élevée par rapport au circuit accordé, impédance. Ainsi, la sortie à travers le circuit accordé à la fréquence porteuse est très proche, Circuits FM, , Détecteur de quadrature, , 185

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Figure 6-15, , Un détecteur FM en quadrature., , 0A, , FM, entrée, , C1, , 90 B, , Phase, détecteur, , Moyenne d'impulsion, filtre passe-bas, R, , Modulation, signal, C , , C2, , BON À SAVOIR, Le terme quadrature fait référence à un, déphasage de 90º entre deux, signaux., , L, , à 90° et conduit l'entrée. Lorsqu'une modulation de fréquence se produit, la fréquence porteuse s'écarte au-dessus et au-dessous de la fréquence de résonance du circuit accordé, ce qui entraîne une augmentation ou une diminution du déphasage entre l'entrée et la sortie. Les deux signaux en quadrature sont ensuite transmis à un Circuit détecteur de phase. Le détecteur de phase le plus couramment utilisé est un modulateur équilibré utilisant des amplificateurs différentiels comme ceux dont il est question au Chap. 4. La sortie du détecteur de phase est une série d'impulsions dont la largeur varie avec la quantité de déphasage entre les deux signaux. Ces signaux sont moyennés, dans un filtre passe-bas RC pour recréer le signal de modulation d'origine. Normalement, les signaux d'entrée FM sinusoïdaux vers le détecteur de phase sont à un niveau très élevé et entraînent les amplificateurs différentiels du détecteur de phase en coupure et en saturation. ., Les transistors différentiels agissent comme des interrupteurs, de sorte que la sortie est une série d'impulsions. Aucun limiteur n'est nécessaire si le signal d'entrée est suffisamment important. La durée de l'impulsion de sortie est déterminée par la quantité de déphasage. Le détecteur de phase peut être considéré comme une porte ET, dont la sortie est activée uniquement lorsque les deux impulsions d'entrée sont activées et est désactivée si l'une ou les deux entrées sont désactivées., Fig. 6-16 montre les formes d'onde typiques impliquées dans un détecteur de quadrature. Lorsqu'il n'y a pas de modulation, les deux signaux d'entrée sont exactement déphasés de 90° et fournissent donc une impulsion de sortie avec la largeur indiquée. Lorsque la fréquence du signal FM augmente, la quantité de déphasage diminue, ce qui entraîne une impulsion de sortie plus large. Les impulsions plus larges, moyennées par le filtre RC, produisent une tension de sortie moyenne plus élevée, qui correspond à l'amplitude plus élevée requise pour produire la fréquence porteuse plus élevée. Lorsque le signal, la fréquence diminue, un déphasage plus important et des impulsions de sortie plus étroites se produisent. Les impulsions plus étroites, lorsqu'elles sont moyennées, produisent une tension de sortie moyenne inférieure, qui correspond au signal de modulation d'amplitude inférieure d'origine., , Boucles à verrouillage de phase, Boucle à verrouillage de phase (PLL), , Une boucle à verrouillage de phase (PLL ) est un circuit de commande de rétroaction sensible à la fréquence ou à la phase, utilisé dans la démodulation de fréquence, les synthétiseurs de fréquence et diverses applications de filtrage et de détection de signal. Toutes les boucles à verrouillage de phase ont les trois éléments de base, illustrés à la Fig. 6-17., 1. Un détecteur de phase est utilisé pour comparer l'entrée FM, parfois appelée signal de référence, à la sortie d'un VCO. , 2. La fréquence du VCO est modifiée par la tension de sortie CC d'un filtre passe-bas., 3. Le filtre passe-bas lisse la sortie du détecteur de phase en une tension de commande, qui fait varier la fréquence du VCO., , Signal d'erreur, , Le travail principal du détecteur de phase est de comparer les deux signaux d'entrée et de générer un signal de sortie qui, une fois filtré, contrôlera le VCO. S'il existe une différence de phase ou de fréquence entre l'entrée FM et les signaux VCO, la sortie du détecteur de phase varie proportionnellement à la différence. La sortie filtrée ajuste la fréquence du VCO dans une tentative de correction de la différence de fréquence ou de phase d'origine. Cette commande en courant continu, la tension, appelée signal d'erreur, est également la rétroaction dans ce circuit., , 186, , Chapitre 6

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Figure 6-16, , Formes d'onde dans le détecteur de quadrature., 90, , A, , FM, Pas de modulation, (fréquence porteuse), , (a), , B FM ⫹ 90, lead, , Medium, average dc, , Phase détecteur, sortie, 90, , A FM, , (b), , B FM, , Fréquence d'entrée, inférieure à, porteuse, fréquence, , 90, , Basse, moyenne c.c., , Détecteur de phase, sortie, , ⬍90, , A, , (c), , FM, , Fréquence d'entrée, supérieure à, porteuse, fréquence, , B FM ⬍ 90, , Haut, cc moyen, Détecteur de phase, sortie, , Figure 6-17, , Schéma fonctionnel d'une PLL ., Passe-bas, filtre, , Phase, détecteur, , ⬇, , FM, entrée, , Récupéré, signal modulant, , Signal d'erreur, VCO, , Retour, , Lorsqu'aucun signal d'entrée n'est appliqué, le détecteur de phase et -les sorties du filtre de passage sont à zéro. Le VCO fonctionne alors à ce qu'on appelle la fréquence de fonctionnement libre, sa fréquence de fonctionnement normale telle que déterminée par les composants internes déterminant la fréquence. Lorsqu'un signal d'entrée proche de la fréquence du VCO est appliqué, le détecteur de phase compare, Circuits FM, , Fréquence de fonctionnement libre, , 187

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BON A SAVOIR, La capacité d'une boucle à verrouillage de phase, à assurer une sélectivité en fréquence, et le filtrage lui confèrent un rapport signal sur bruit supérieur à celui de tout autre type de détecteur FM., , Lock range, , Capture range, , le Fréquence de fonctionnement libre du VCO à la fréquence d'entrée et produit une tension de sortie, proportionnelle à la différence de fréquence. La plupart des détecteurs de phase PLL fonctionnent exactement comme celui discuté dans la section sur les détecteurs de quadrature. La sortie du détecteur de phase est une série d'impulsions dont la largeur varie en fonction de la quantité de déphasage ou de fréquence, différence qui existe entre les deux entrées. Les impulsions de sortie sont ensuite filtrées en une tension continue qui est appliquée au VCO. Cette tension continue est telle qu'elle force la fréquence du VCO à se déplacer dans une direction qui réduit la tension d'erreur continue. La tension d'erreur oblige la fréquence du VCO à changer dans la direction qui réduit la différence de phase ou de fréquence entre le VCO et l'entrée. À un moment donné, la tension d'erreur fait que la fréquence du VCO est égale à la fréquence d'entrée ; lorsque cela se produit, on dit que la PLL est dans un état verrouillé. Bien que les fréquences d'entrée et du VCO soient égales, il existe une différence de phase entre elles, généralement d'exactement 90 °, qui produit la tension de sortie continue, ce qui amènera le VCO à produire la fréquence qui maintient le circuit verrouillé., Si la fréquence d'entrée changements, le détecteur de phase et le filtre passe-bas produisent une nouvelle valeur de tension de commande continue qui force la fréquence de sortie du VCO à changer jusqu'à ce qu'elle soit égale à la nouvelle fréquence d'entrée. Toute variation de la fréquence d'entrée correspond à un VCO, changement de fréquence, de sorte que le circuit reste verrouillé. Le VCO dans une PLL est donc capable de suivre la fréquence d'entrée sur une large plage. La plage de fréquences sur laquelle une PLL peut suivre un signal d'entrée et rester verrouillée est connue sous le nom de plage de verrouillage. La plage de verrouillage est généralement une bande de fréquences au-dessus et en dessous de la fréquence de fonctionnement libre du VCO. Si la fréquence du signal d'entrée est hors de la plage de verrouillage, la PLL ne se verrouille pas., Lorsque cela se produit, la fréquence de sortie du VCO passe à sa fréquence de fonctionnement libre., Si une fréquence d'entrée dans la plage de verrouillage est appliquée à la PLL, le circuit, s'ajuste immédiatement dans un état verrouillé. Le détecteur de phase détermine la différence de phase entre les fréquences libres et d'entrée du VCO et génère le signal d'erreur qui force le VCO à être égal à la fréquence d'entrée. Cette action est appelée capture d'un signal d'entrée. Une fois le signal d'entrée capturé, la PLL reste verrouillée et suivra tout changement dans le signal d'entrée tant que la fréquence se trouve dans la plage de verrouillage. La plage de fréquences sur laquelle une PLL captera un signal d'entrée, connue sous le nom de plage de capture, est beaucoup plus étroite que la plage de verrouillage, mais, comme la plage de verrouillage, est généralement centrée sur la fréquence de fonctionnement libre du VCO (voir Fig. 6-18)., La caractéristique qui amène la PLL à capturer des signaux dans une certaine plage de fréquences l'amène à agir comme un filtre passe-bande. Les boucles à verrouillage de phase sont souvent utilisées dans les applications de conditionnement de signaux, où il est souhaitable de ne laisser passer les signaux que dans une certaine plage et de rejeter les signaux en dehors de cette plage. La PLL est très efficace pour éliminer le bruit et les interférences sur un signal. La capacité d'une PLL à répondre aux variations de fréquence d'entrée la rend utile dans les applications FM. L'action de suivi de la PLL signifie que le VCO peut fonctionner comme un modulateur de fréquence qui produit exactement le même signal FM que l'entrée. Pour que cela se produise, cependant, l'entrée VCO doit être identique au signal de modulation d'origine. La sortie du VCO suit le signal d'entrée FM car la tension d'erreur produite par le détecteur de phase et le filtre passe-bas force le VCO à le suivre. Ainsi, la sortie VCO doit être identique, , Figure 6-18 Plages de capture et de verrouillage d'une PLL., Plage de verrouillage, , Plage de capture, , fo, fo Fréquence de fonctionnement libre du VCO, , 188, , Chapitre 6

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Figure 6-19, Entrée FM, , Un démodulateur PLL FM utilisant le 565 IC., , , , , 10 F, 1k, 2, , 565 PLL, Phase, détecteur, , 3, , Amplificateur, , 7, , Récupéré, modulant, signal, , 3,6 k, , 4, 1k, , 0,1 F, C2, , VCO, , 5, , 9, , 1, , 10, , 8, , Sortie, , 0,001 F, R1, 2,7 k, C1 , , 0,01 F, VEE 12 V, , VCC 12 V, , au signal d'entrée si la PLL doit rester verrouillée. Le signal d'erreur doit être identique au signal de modulation d'origine de l'entrée FM. La fréquence de coupure du filtre passe-bas est conçue de telle manière qu'elle est capable de laisser passer le signal de modulation d'origine., La capacité d'une PLL à fournir une sélectivité et un filtrage en fréquence lui confère un rapport signal sur bruit supérieur à celui de tout autre type de détecteur FM. La linéarité du VCO assure une faible distorsion et une reproduction très précise du signal de modulation d'origine. Bien que les PLL soient complexes, elles sont faciles à appliquer car elles sont facilement disponibles sous forme de circuit intégré à faible coût. La figure 6-19 est un schéma fonctionnel d'un IC PLL, le 565. Le 565 est connecté en tant que démodulateur FM. . Le circuit 565 est représenté à l'intérieur des lignes pointillées ; tous les composants à l'extérieur, les lignes pointillées sont des composants discrets. Les numéros sur les connexions sont la broche, les numéros sur le 565 IC, qui est logé dans un boîtier standard à 14 broches double en ligne (DIP)., Le circuit est alimenté par des alimentations 612 V., Le faible Le filtre de passage est composé d'une résistance de 3,6 kV à l'intérieur du 565 qui se termine à la broche 7. Un condensateur externe C2 de 0,1 µF complète le filtre. Notez que le signal de modulation d'origine récupéré est extrait de la sortie du filtre. La fréquence de fonctionnement libre du VCO ( f0 ) est définie par les composants externes R1 et C1 selon la formule f0 5 1,2/4R1C1 5 1,2/4(2700)(0,01 3 1026 ) 5 11 111 Hz ou 11,11 kHz., La plage de verrouillage fL peut être calculée avec une expression fournie par le fabricant pour ce circuit fL 5 16 f0 /VS, où VS est la tension d'alimentation totale. Dans le circuit de la Fig. 6-19, VS est la somme des deux alimentations 12 V, ou 24 V, de sorte que la plage de verrouillage totale centrée sur la fréquence de fonctionnement libre est fL 5 16(11.11 3 103 )/ 24 5, 7406,7 Hz ou 63703,3 Hz., Avec ce circuit, on suppose que la fréquence porteuse non modulée est la même que la fréquence de fonctionnement libre, 11,11 kHz. Bien sûr, il est possible de régler ce type de circuit sur n'importe quelle autre fréquence centrale souhaitée simplement en changeant les valeurs de R1 et C1. La limite de fréquence supérieure pour le 565 IC est de 500 kHz., Circuits FM, BON À SAVOIR, La plage de capture d'une boucle à verrouillage de phase est plus petite que la plage de verrouillage. Une fois la fréquence d'entrée capturée, la fréquence de sortie s'y adaptera jusqu'à ce que la fréquence d'entrée sorte de la plage de verrouillage. Ensuite, la boucle à verrouillage de phase reviendra à la fréquence de fonctionnement libre du VCO., , démodulateur PLL, , 189

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RÉVISION DU CHAPITRE, Activité en ligne, 6-1 Radios FSK, Objectif : Examiner la disponibilité et les applications des FSK, des circuits intégrés et des modules radio., Procédure :, 1. Effectuer une recherche sur Internet sur les termes FSK et FSK, émetteurs-récepteurs., 2. Identifier CI, modules ou autres produits spécifiques dans cette catégorie. Téléchargez toutes les fiches techniques disponibles ou autres sources d'information., 3. Répondez aux questions suivantes. Répétez l'étape 2 jusqu'à ce que vous soyez en mesure de répondre aux questions., , Questions :, 1. Énumérez au moins quatre fabricants d'émetteurs-récepteurs FSK sous n'importe quelle forme., 2. Quelles fréquences de fonctionnement utilisent-ils normalement ?, 3. Qu'est-ce que une plage de niveau de sortie de puissance commune ?, 4. Qu'est-ce qu'une plage de sensibilité de récepteur typique ?, 5. Que sont 2FSK et 4FSK ?, 6. Énumérez trois utilisations courantes des émetteurs-récepteurs FSK., , Questions, 1., 2., 3. , 4., 5., 6., 7., 8., , Quelles parties du varactor agissent comme les plaques d'un condensateur ?, Comment la capacité varie-t-elle avec la tension appliquée ?, Les varactors fonctionnent-ils avec une polarisation directe ou inverse ?, Quelle est la principale raison pour laquelle les oscillateurs LC ne sont pas utilisés dans les émetteurs aujourd'hui ?, Le type d'oscillateur porteur le plus largement utilisé peut-il être modulé en fréquence par un varactor ?, Quel est le principal avantage d'utiliser un modulateur de phase, plutôt qu'un modulateur de fréquence direct ?, Quel est le terme pour la modulation de fréquence produite, par PM ?, Quel circuit compense la fréquence plus élevée, l'écart aux fréquences de signal de modulation les plus élevées ?, , 9. Quels sont les deux démodulateurs IC qui utilisent le concept de moyenne, les impulsions dans un iltre passe-bas pour récupérer le signal modulant d'origine ?, 10. Quel est probablement le meilleur démodulateur FM de tous ceux dont il est question dans ce chapitre ?, 11. Qu'est-ce qu'une plage de capture ? Qu'est-ce qu'une plage de verrouillage ?, 12. Quelle fréquence le VCO assume-t-il lorsque l'entrée est en dehors de la plage de capture ?, 13. À quel type de circuit ressemble une PLL sur sa plage de verrouillage ?, , Problèmes, 1. A Le circuit accordé en parallèle dans un oscillateur consiste en une inductance de 40 µH en parallèle avec un condensateur de 330 pF., Un varactor avec une capacité de 50 pF est connecté en parallèle avec le circuit. Quelle est la fréquence de résonance du circuit accordé et la fréquence de fonctionnement de l'oscillateur ? ◆, 2. Si la capacité varactor du circuit dans Prob. 1 est, diminué à 25 pF, (a) comment la fréquence change-t-elle, et (b) quelle est la nouvelle fréquence de résonance ?, 3. Un modulateur de phase produit un déphasage maximum, de 45°. La gamme de fréquence de modulation est de 300 à 4000 Hz. Quelle est la déviation de fréquence maximale possible ? ◆, 4. L'entrée FM d'un démodulateur PLL a une fréquence centrale non modulée de 10,7 MHz. (a) À quelle fréquence le VCO doit-il être réglé ? (b) De quel circuit provient le signal de modulation récupéré ?, , 190, , Chapitre 6, , 5. Une PLL IC 565 a une résistance externe R1 de 1,2 kV et un condensateur C1 de 560 pF. L'alimentation est de 10 V., (a) Quelle est la fréquence de fonctionnement libre ? (b) Quelle est la plage de verrouillage totale ? ◆, 6. Un modulateur de phase varactor comme celui de la Fig. 6-11 a une valeur de résistance de 3,3 kV. La capacité du varactor à la fréquence centrale non modulée est de 40 pF et la fréquence porteuse est de 1 MHz. (a) Qu'est-ce que le déphasage ? (b) Si le signal de modulation change, la capacité du varactor à 55 pF, quelle est la nouvelle phase, le décalage ? (c) Si la fréquence du signal de modulation est de 400 Hz, quelle est la déviation de fréquence approximative représentée par ce déphasage ?, ◆ Les réponses, , aux problèmes sélectionnés suivent le Chap. 22.

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Pensée critique, 1. Quels produits de communications électroniques utilisent encore la FM ?, 2. Nommez les trois composants clés d'une boucle à verrouillage de phase et écrivez une brève explication du fonctionnement de chaque composant., 3. Qu'advient-il d'un signal FM qui a été passé, à travers un circuit accordé trop étroit, ce qui entraîne l'élimination des bandes latérales supérieures et inférieures supérieures ?, À quoi ressemblerait la sortie d'un traitement de démodulateur, ce signal ressemblerait-il à celui du signal de modulation d'origine ? , , 4. Un oscillateur à cristal modulé en fréquence directe (DF) a une fréquence de 9,3 MHz. Le varactor produit une déviation maximale de 250 Hz. L'oscillateur est suivi de deux tripleurs, d'un doubleur et d'un quadrupleur. Quelles sont la fréquence de sortie finale et l'écart ?, 5. Reportez-vous à la Fig. 6-4. Pour diminuer la fréquence de l'oscillateur, régleriez-vous le potentiomètre R4 plus près de 1 VCC ou plus près de la masse ?, , Circuits FM, , 191

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chapitre, , 7, , Communication numérique, Techniques, S, , epuis le milieu des années 1970, les méthodes numériques de transmission de données ont lentement mais sûrement remplacé les méthodes analogiques plus anciennes et plus conventionnelles. Aujourd'hui, grâce à la disponibilité de convertisseurs analogique-numérique (A/N) et numérique-analogique (N/A) rapides et peu coûteux et de processeurs de signaux numériques à grande vitesse, la plupart des communications électroniques sont numériques. ., Ce chapitre commence par les concepts et le fonctionnement des convertisseurs A/N et N/A. Ensuite, les techniques de modulation d'impulsions sont décrites et le chapitre se termine par une introduction aux techniques de traitement numérique du signal (DSP)., , Objectifs, Après avoir terminé ce chapitre, vous serez en mesure de :, ■, , ■, , ■, , ■, , ■, , ■, , 192, , Expliquez comment se produit l'erreur de quantification, décrivez les techniques utilisées pour la minimiser et calculez la fréquence d'échantillonnage minimale compte tenu de la limite de fréquence supérieure du signal analogique à convertir., Liste les avantages et les inconvénients des trois types de convertisseurs analogique-numérique les plus courants., Définir le suréchantillonnage et le sous-échantillonnage et indiquer leurs avantages et inconvénients., Expliquer pourquoi la modulation par impulsions codées a remplacé la modulation par impulsions en amplitude (PAM), modulation de largeur d'impulsion (PWM) et modulation de position d'impulsion (PPM)., Dessinez et étiquetez entièrement un schéma fonctionnel d'un circuit de traitement de signal numérique (DSP)., Énumérez quatre processus analogiques pouvant être exécutés par DSP.

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7-1 Transmission numérique des données, Le terme données désigne les informations à communiquer. Les données sont sous forme numérique si elles proviennent d'un ordinateur. Si les informations sont sous forme de voix, de vidéo ou d'un autre signal analogique, elles peuvent être converties sous forme numérique avant d'être transmises. La communication numérique était à l'origine limitée à la transmission de données entre ordinateurs. De nombreux grands et petits réseaux ont été formés pour prendre en charge la communication entre les ordinateurs, par exemple, les réseaux locaux (LAN), qui permettent aux PC de communiquer (voir Chap. 12). Maintenant, parce que les signaux analogiques peuvent être facilement et à peu de frais convertis en numérique et vice versa, les techniques de communication de données peuvent être utilisées pour transmettre la voix, la vidéo et d'autres signaux analogiques sous forme numérique. Aujourd'hui, la plupart des communications sont réalisées avec des techniques numériques., Avantages de la communication numérique, La transmission d'informations par des moyens numériques offre plusieurs avantages importants par rapport aux méthodes analogiques, comme indiqué dans la section suivante et à la Sec. 7-5., , Immunité au bruit. Lorsqu'un signal est envoyé sur un support ou un canal, du bruit est invariablement ajouté au signal. Le rapport signal/bruit diminue et le signal devient plus difficile à récupérer. Le bruit, qui est une tension dont l'amplitude et la fréquence varient de manière aléatoire, corrompt facilement les signaux analogiques. Des signaux d'amplitude insuffisante peuvent être complètement effacés par le bruit. Certaines améliorations peuvent être obtenues avec des circuits de préaccentuation au niveau de l'émetteur et des circuits de désaccentuation au niveau du récepteur, et d'autres techniques similaires. Si le signal est analogique, FM, le bruit peut être coupé au niveau du récepteur afin que le signal puisse être récupéré plus facilement, mais la modulation de phase du signal par le bruit dégradera toujours la qualité., Les signaux numériques, qui sont généralement binaires , sont plus insensibles au bruit que les signaux analogiques, car l'amplitude du bruit doit être bien supérieure à l'amplitude du signal pour faire ressembler un 1 binaire à un 0 binaire ou vice versa. Si les amplitudes binaires pour binaire, 0 et 1 sont suffisamment grandes, le circuit de réception peut facilement faire la distinction entre les niveaux 0 et 1 même avec une quantité significative de bruit (voir Fig. 7-1). Au niveau du récepteur, les circuits peuvent être configuré de manière à ce que le bruit soit coupé. Un seuil, circuit réalisé avec un circuit récepteur de ligne, un comparateur d'ampli op ou un déclencheur de Schmitt, se déclenchera au-dessus ou en dessous des seuils auxquels il est réglé. Si les seuils sont réglés avec soin, seuls les niveaux logiques déclencheront le circuit. Ainsi, une impulsion de sortie propre sera générée par le circuit. Ce processus est appelé régénération du signal. Les signaux numériques, comme les signaux analogiques, subissent une distorsion et une atténuation lorsqu'ils sont transmis par câble ou par radio. Le câble agit comme un filtre passe-bas et filtre ainsi les harmoniques supérieures dans un signal d'impulsion, provoquant l'arrondi et la distorsion du signal. Lorsqu'un signal est transmis par radio, son amplitude est sérieusement réduite., , Figure 7-1, , Immunité au bruit, , BON À SAVOIR, Les signaux numériques, qui sont généralement binaires, sont plus insensibles au bruit que les signaux analogiques. , , Régénération du signal, , (a) Bruit sur un signal binaire. (b) Signal binaire propre après régénération., Niveaux de seuil pour le déclenchement, , Bruit, , (a ), , (b), , Techniques de communication numériques, , 193

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Cependant, les signaux numériques peuvent être transmis sur de longues distances si le signal est régénéré, en cours de route pour restaurer l'amplitude perdue dans le support et pour surmonter le bruit ajouté, dans le processus. Lorsque le signal atteint sa destination, il a presque exactement la même forme que l'original. Par conséquent, avec la transmission numérique, le taux d'erreur est minime., Erreur, , Multiplexage, , Détection et correction des erreurs. Avec la communication numérique, les erreurs de transmission peuvent généralement être détectées et même corrigées. Si une erreur se produit en raison d'un niveau de bruit très élevé, elle peut être détectée par des circuits spéciaux. Le récepteur reconnaît qu'une erreur est contenue dans la transmission et que les données peuvent être retransmises. Diverses techniques ont été développées pour détecter les erreurs dans les transmissions binaires ; certains d'entre eux sont discutés, au Chap. 11. En outre, des schémas élaborés de détection d'erreurs ont été développés afin que le type d'erreur et son emplacement puissent être identiiés. Ce type d'information permet de corriger les erreurs avant que les données ne soient utilisées au niveau du récepteur., Compatibilité avec le multiplexage temporel. La communication de données numériques est adaptable aux schémas de multiplexage temporel. Le multiplexage est le processus de transmission simultanée de deux signaux ou plus sur un seul canal ou support de communication. Il existe deux types de multiplexage : le multiplexage par répartition en fréquence, une technique analogique utilisant des méthodes de modulation, et le multiplexage par répartition dans le temps, une technique numérique. Ces techniques sont décrites plus en détail au Chap. 10., CI numériques. Un autre avantage des techniques numériques est que les circuits intégrés numériques sont plus petits et, plus faciles à fabriquer que les circuits intégrés linéaires, peuvent donc être plus complexes et fournir une capacité de traitement supérieure à ce qui peut être accompli avec des circuits intégrés analogiques., , Traitement numérique du signal (DSP) , , Traitement numérique du signal (DSP). Le DSP est le traitement des signaux analogiques par des méthodes numériques. Il s'agit de convertir un signal analogique en numérique puis de le traiter, avec un calculateur numérique rapide. Le traitement signifie le filtrage, l'égalisation, le déphasage, le mélange et d'autres méthodes traditionnellement analogiques. Le traitement comprend également la compression des données, des techniques qui améliorent la vitesse de transmission des données et réduisent le stockage des données numériques, capacité requise pour certaines applications. Même la modulation et la démodulation peuvent être réalisées par DSP. Le traitement est accompli en exécutant des algorithmes mathématiques uniques sur l'ordinateur. Le signal numérique est ensuite reconverti sous forme analogique., Le DSP permet des améliorations significatives du traitement par rapport aux techniques analogiques équivalentes., Mais surtout, il permet des types de traitement qui n'étaient jamais disponibles sous forme analogique., Enfin, le traitement implique également le stockage de données. Les données analogiques sont difficiles à stocker. Mais les données numériques sont régulièrement stockées dans des ordinateurs en utilisant une variété de méthodes et d'équipements de stockage numériques éprouvés, tels que la RAM ; ROM; lash, disquettes et disques durs, lecteurs ; lecteurs optiques; et unités de bande., , Inconvénients de la communication numérique, BON À SAVOIR, Avec les techniques binaires, la bande passante d'un signal peut être deux fois ou plus grande qu'elle ne le serait avec les méthodes analogiques., , La communication numérique présente certains inconvénients . Le plus important est la taille de la bande passante requise par un signal numérique. Avec les techniques binaires, la bande passante d'un signal peut être au moins deux fois supérieure à ce qu'elle serait avec les méthodes analogiques. De plus, les circuits de communication numériques sont généralement plus complexes que les circuits analogiques. Cependant, bien que davantage de circuits soient nécessaires pour effectuer le même travail, les circuits sont généralement sous forme de circuits intégrés, sont peu coûteux et ne nécessitent pas beaucoup d'expertise ou d'attention de la part de l'utilisateur., , 7-2 Transmission parallèle et série , Il existe deux manières de déplacer des bits binaires d'un endroit à un autre : transmettre tous les bits d'un mot simultanément ou n'envoyer qu'un seul bit à la fois. Ces méthodes sont respectivement appelées transfert parallèle et transfert en série., , 194, , Chapitre 7

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Figure 7-2, , Transmission de données parallèle., Source de données, , Destination des données, , Compteur 8 bits ou registre de stockage, , Registre de stockage 8 bits, , MSB, , Bus 8 bits, , 1, 0, , MSB , Bascule, , 0, Bascule, 0, 1, , 1, 0, 1, , LSB, , LSB, , Câble à 8 fils, , Transfert parallèle, Dans les transferts de données parallèles, tous les bits d'un code mot sont transmis simultanément (voir Fig. 7-2). Le mot binaire à transmettre est généralement chargé dans un registre contenant un lip-lop pour chaque bit. Chaque sortie lip-lop est connectée à un fil pour transporter ce bit vers le circuit de réception, qui est généralement également un registre de stockage. Comme on peut le voir sur la Fig. 7-2, dans la transmission de données en parallèle, il y a un fil pour chaque bit d'information à transmettre. Cela signifie qu'un câble multifilaire doit être utilisé. Plusieurs lignes parallèles qui transportent des données binaires sont généralement appelées bus de données. Les huit lignes sont référencées sur un fil de terre commun. La transmission de données parallèle est extrêmement rapide car tous les bits du mot de données sont transférés simultanément. La vitesse de transfert parallèle dépend de la propagation, du retard dans l'émission et la réception des circuits logiques et de tout retard introduit par le câble. De tels transferts de données peuvent se produire en seulement quelques nanosecondes dans de nombreuses applications., La transmission de données parallèle n'est pas pratique pour les communications longue distance. Pour transférer un mot de données de 8 bits d'un endroit à un autre, huit canaux de communication distincts sont nécessaires, un pour chaque bit. Bien que les câbles multifilaires puissent être utilisés sur des distances limitées (généralement pas plus de quelques pieds), pour la communication de données longue distance, ils ne sont pas pratiques en raison du coût et de l'atténuation du signal. Et, bien sûr, la transmission de données en parallèle, par radio serait encore plus complexe et coûteuse, car un émetteur et un récepteur seraient nécessaires pour chaque bit., Au fil des ans, les taux de transfert de données sur des bus parallèles n'ont cessé d'augmenter., Pour Par exemple, dans les ordinateurs personnels, les taux de transfert de bus sont passés de 33 à 66 à 133 MHz et maintenant à 400 MHz et au-delà. Cependant, pour atteindre ces vitesses, les longueurs des lignes de bus ont dû être considérablement raccourcies. La capacité et l'inductance des lignes de bus déforment fortement les signaux d'impulsion. De plus, la diaphonie entre les lignes limite également la vitesse. La réduction de la longueur de la ligne diminue l'inductance et la capacité, permettant des vitesses plus élevées. Pour atteindre des vitesses allant jusqu'à 400 MHz, les longueurs de bus doivent être limitées à quelques pouces seulement. Pour atteindre des débits plus élevés, des transferts de données en série sont utilisés., , Transfert parallèle, , Bus de données, , BON À SAVOIR, À mesure que les débits de données ont augmenté, les longueurs de ligne de bus ont dû être raccourcies pour éliminer les effets d'inductance et de capacité des câbles. , , Transfert en série, Les transferts de données dans les systèmes de communication sont effectués en série ; chaque bit d'un mot est transmis l'un après l'autre (voir Fig. 7-3). Cette figure montre le code 10011101 étant, Digital Communication Techniques, , 195

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Figure 7-3, , Transmission de données série., LSB, , MSB, 1, , 1, , 0, , 0, , 1, , 1, , 1, , 0, , 0, , 1, , t, Temps, , transmis 1 bit à la fois. Le bit le moins significatif (LSB) est transmis en premier et le bit le plus significatif (MSB) en dernier. Le MSB est sur la droite, indiquant qu'il a été transmis plus tard que le LSB. Chaque bit est transmis pendant un intervalle de temps ixe t. Les niveaux de tension représentant chaque bit apparaissent sur une seule ligne de données (par rapport à la masse), l'un après l'autre jusqu'à ce que le mot entier ait été transmis. Par exemple, l'intervalle entre les bits peut être de 10 µs, ce qui signifie que le niveau de tension pour chaque bit du mot apparaît pendant 10 µs. Il faudrait donc 80 µs pour transmettre un mot de 8 bits., , Conversion série-parallèle, , Conversion série-parallèle, , Étant donné que les transmissions parallèle et série se produisent dans les ordinateurs et autres équipements, il doit exister des techniques de conversion entre les transmissions parallèles. et en série et vice versa. Ces conversions de données sont généralement prises en charge par des registres à décalage (voir Fig. 7-4)., Figure 7-4, , Transferts de données parallèle-série et série-parallèle avec registres à décalage., Mot de données parallèle chargé dans le registre à décalage, , 1, , 0, , 1, , 1, , 0, , 0, , 1, , 0, , Chemin de données série ou liaison de communication, , 0, , Registre de transmission, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , Registre de réception, , Premier CP, , 0, , 1, , 0, , 1, , 1, , 0, , 0, , 1, , Deuxième CP, , 0, , 0, , 1, , 0, , 1, , 1, , 0, , 0, , Troisième CP, , 0, , 0, , 0, , 1, , 0, , 1, , 1, , 0, , Quatrième PC, , 0, , 0, , 0, , 0, , 1, , 0, , 1, , 1, , Cinquième PC, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 1, , 0, , 1, , Sixième PC, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 1, , 0, , Septième PC, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 1, , Huitième PC, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 1, , 0 , , 0, , 1, , 1, , 0, , 1, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 1, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 1, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 1, , 0, , 0, , 0, , 0, , 0, , 1, , 0, , 0, , 1, , 0, , 0, , 0, , 0, , 1, , 1, , 0, , 0, , 1 , , 0, , 0, , 0, , 0, , 1, , 1, , 0, , 0, , 1, , 0, , 0, , 1, , 0, , 1, , 1, , 0, , 0, , 1, , 0, , Sortie de données parallèle, , 196, , Chapitre 7

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Un registre à décalage est un circuit logique séquentiel composé d'un certain nombre de lip-lops, connectés en cascade. Les lip-lops sont capables de stocker un mot binaire multibit, qui est généralement chargé en parallèle dans le registre d'émission. Lorsqu'une impulsion d'horloge (CP) est appliquée aux lip-lops, les bits du mot sont décalés d'un lip-lop à l'autre dans l'ordre. Le dernier lip-lop (de droite) dans le registre de transmission stocke finalement chaque bit en séquence au fur et à mesure qu'il est décalé. Le mot de données série est ensuite transmis sur la liaison de communication et est reçu par un autre registre à décalage. Les bits du mot sont décalés dans les lip-lops un par un, jusqu'à ce que le mot entier soit contenu dans le registre. Les sorties lip-lop peuvent alors être observées et les données qui y sont stockées transférées en parallèle vers d'autres circuits. Ces transferts de données série-parallèles ont lieu à l'intérieur des circuits d'interface et sont appelés dispositifs de sérialisation/désérialisation (SERDES). Les données série peuvent généralement être transmises plus rapidement sur de plus longues distances que les données parallèles. Si une ligne de transmission à deux fils, plutôt que plusieurs fils d'interconnexion, est utilisée, des vitesses supérieures à 2 GHz peuvent être atteintes sur une liaison série jusqu'à plusieurs pieds de long. Si les données série sont converties en impulsions lumineuses infrarouges, un câble iber-optique peut être utilisé. Des débits de données série, jusqu'à 100 GHz, peuvent être atteints à des distances de plusieurs kilomètres. Les bus série remplacent désormais les bus parallèles dans les ordinateurs, les systèmes de stockage et les équipements de télécommunication, où des vitesses très élevées sont requises. Par exemple, supposons que vous deviez transmettre des données à un débit de 400 Mo/s. Dans un système parallèle, vous pouvez transmettre 4 octets à la fois sur un bus parallèle 32 bits à 100 MHz., La longueur du bus serait limitée à quelques centimètres., Vous pouvez également le faire en série. Rappelez-vous que 400 Mo/s équivaut à 8 3, 400 Mo/s ou 3,2 gigabits par seconde (Gbps) ou 3,2 GHz. Ce débit est facilement obtenu, en série sur plusieurs pieds avec une ligne de transmission en cuivre ou jusqu'à plusieurs kilomètres avec, un câble à fibre optique., , Registre à décalage, , Sérialiseur/désérialiseur (SERDES), appareils, , Conversion de données 7-3, La clé de la communication numérique est de convertir les données sous forme analogique en forme numérique. Des circuits spéciaux sont disponibles pour ce faire. Une fois sous forme numérique, les données peuvent être traitées ou stockées. Les données doivent généralement être reconverties sous forme analogique pour être consommées par l'utilisateur ; par exemple, la voix et la vidéo doivent être sous forme analogique. La conversion de données est le sujet de cette section., , Conversion de données, , Principes de base de la conversion de données, La traduction d'un signal analogique en un signal numérique est appelée conversion analogique-numérique (A/N), numérisation d'un signal ou codage . Le dispositif utilisé pour effectuer cette traduction est connu sous le nom de convertisseur analogique-numérique (A/N) ou ADC. Un convertisseur A/N moderne est généralement un circuit intégré monopuce qui prend un signal analogique et génère une sortie binaire parallèle ou série (voir Fig. 7-5)., Le processus inverse est appelé numérique-analogique (D/ A) transformation. Le circuit utilisé pour réaliser cela est appelé un convertisseur numérique-analogique (D/A) (ou DAC) ou un décodeur. L'entrée d'un convertisseur D/A peut être un nombre binaire série ou parallèle, et la sortie est un niveau de tension analogique proportionnel. Comme le convertisseur A/N, un convertisseur N/A est généralement un CI monopuce (voir Fig. 7-6) ou une partie d'un grand CI., Figure 7-5, , Figure 7-6, , A Convertisseur /N., , Signal analogique, entrée, , Convertisseur analogique-numérique, (convertisseur A/N), , Sortie mot binaire 8 bits, , Conversion analogique-numérique (A/N), , Conversion numérique-analogique (N/A), , Convertisseur N/A., Convertisseur numérique-analogique, (convertisseur N/A), , Sortie analogique, , Entrée binaire parallèle 8 bits, , Techniques de communication numérique , , 197

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Figure 7-7, , Échantillonnage d'un signal analogique., Signal analogique, , Tension, , Cette tension est mesurée et convertie en un, nombre binaire, , Chaque échantillon donne un, nombre binaire, , f⫽, , 1 , t, , Temps, , t, Temps ou intervalle d'échantillonnage, , BON À SAVOIR, Pour calculer le taux d'échantillonnage minimal utilisé pour représenter un signal, multipliez la composante de fréquence du signal la plus élevée par 2., , Fréquence de Nyquist, , BON À SAVOIR, MSPS signifie des millions d'échantillons, par seconde. GSPS signifie giga, (milliards) d'échantillons par seconde., SFDR est une gamme dynamique sans parasites. SNR fait référence au rapport signal/bruit., , 198, , Conversion A/N. Un signal analogique est une variation régulière ou continue de tension ou de courant (voir Fig. 7-7). Il peut s'agir d'un signal vocal, d'une forme d'onde vidéo ou d'une tension représentant une variation d'une autre caractéristique physique telle que la température. Grâce à A/D, la conversion de ces signaux variables en continu est transformée en une série de nombres binaires., La conversion A/N est un processus d'échantillonnage ou de mesure du signal analogique à des intervalles de temps réguliers. Aux instants indiqués par les lignes pointillées verticales sur la Fig. 7-7, la valeur instantanée du signal analogique est mesurée et un nombre binaire proportionnel est généré pour représenter cet échantillon. En conséquence, le signal analogique continu est traduit en une série de nombres binaires discrets représentant des échantillons. Un facteur clé dans le processus d'échantillonnage est la fréquence d'échantillonnage f, qui est l'inverse de l'intervalle d'échantillonnage t illustré à la Fig. 7-7. Pour conserver les informations haute fréquence dans le signal analogique, un nombre suffisant d'échantillons doit être prélevé, de sorte que la forme d'onde soit représentée de manière adéquate. Il a été trouvé que la fréquence d'échantillonnage minimale est le double du contenu de fréquence analogique le plus élevé du signal. Par exemple, si le signal analogique contient une variation de fréquence maximale de 3000 Hz, l'onde analogique doit être échantillonnée à une fréquence d'au moins le double, soit 6000 Hz. Cette fréquence d'échantillonnage minimale est appelée fréquence de Nyquist fN. (Et fN ^ 2fm, où fm est la fréquence du signal d'entrée.) Pour les signaux à bande passante limitée avec des limites supérieures et inférieures de f2 et f1, le taux d'échantillonnage de Nyquist est juste le double de la bande passante ou 2( f2 2 f1 ). , Bien que théoriquement la composante de fréquence la plus élevée puisse être adéquatement représentée par un taux d'échantillonnage de deux fois la fréquence la plus élevée, en pratique le taux d'échantillonnage est beaucoup plus élevé que le minimum de Nyquist, généralement 2,5 à 3 fois plus. Le taux d'échantillonnage réel dépend de l'application ainsi que de facteurs tels que le coût, la complexité, la bande passante du canal et la disponibilité des circuits pratiques. Supposons, par exemple, que la sortie d'une radio FM doit être numérisée. La fréquence maximale de l'audio dans une émission FM est de 15 kHz. Pour s'assurer que la fréquence la plus élevée est représentée, le taux d'échantillonnage doit être le double de la fréquence la plus élevée : f 5 2 3 15 kHz 5 30 kHz., Mais en pratique, le taux d'échantillonnage est rendu plus élevé, c'est-à-dire 3 à 10 fois plus élevé, ou, 3 3 15 kHz 5 45 kHz à 10 3 15 kHz 5 150 kHz. Le taux d'échantillonnage pour les disques compacts, les lecteurs qui stockent des signaux musicaux avec des fréquences allant jusqu'à environ 20 kHz est de 44,1 kHz ou 48 kHz., Un autre facteur important dans le processus de conversion est que, parce que le signal analogique est lisse et continu, il représente un nombre infini de valeurs de tension réelles. Dans un convertisseur A/N pratique, il n'est pas possible de convertir tous les échantillons analogiques en un nombre binaire proportionnel précis. Au lieu de cela, le convertisseur A/N est capable de représenter uniquement un nombre infini de valeurs de tension sur une plage spécifique. Les échantillons sont convertis en un nombre binaire dont la valeur est proche de la valeur réelle de l'échantillon. Par exemple, un nombre binaire de 8 bits ne peut représenter que 256 états, qui peuvent être les valeurs converties du chapitre 7

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une forme d'onde analogique ayant un nombre infini de valeurs positives et négatives entre 11 V et 21 V., La nature physique d'un convertisseur A/N est telle qu'il divise une plage de tension en incréments discrets, dont chacun est alors représenté par un nombre binaire. La tension analogique mesurée pendant le processus d'échantillonnage est affectée à l'incrément de tension le plus proche de celui-ci. Par exemple, supposons qu'un convertisseur A/N produise 4 bits de sortie. Avec 4 bits, 24 ou 16 niveaux de tension peuvent être représentés. Pour plus de simplicité, supposons une tension analogique, plage de 0 à 15 V. Le convertisseur A/N divise la plage de tension comme illustré à la Fig. 7-8. Le nombre binaire représenté par chaque incrément est indiqué. Notez que bien qu'il y ait 16 niveaux, il n'y a que 15 incréments. Le nombre de niveaux est 2N et le nombre d'incréments est 2N 2 1, où N est le nombre de bits. Supposons maintenant que le convertisseur A/N échantillonne l'entrée analogique et mesure une tension de 0 V. Le convertisseur A/ Le convertisseur D produira un nombre binaire aussi proche que possible de cette valeur, dans ce cas 0000. Si l'entrée analogique est de 8 V, le convertisseur A/N génère le nombre binaire 1000. Mais que se passe-t-il si l'entrée analogique est de 11,7 V, comme illustré à la Fig. 7-8 ? Le convertisseur A/N produit le nombre binaire 1011, dont l'équivalent décimal est 11. En fait,, toute valeur de tension analogique entre 11 et 12 V produira cette valeur binaire., L'erreur de quantification peut être réduite, bien sûr, en en divisant simplement la plage de tension analogique en un plus grand nombre d'incréments de tension plus petits. Pour représenter plus d'incréments de tension, un plus grand nombre de bits doit être utilisé. Par exemple, l'utilisation de 12 bits au lieu de 10 permet à la plage de tension analogique de produire 212 ou 4096 incréments de tension. Cela divise plus précisément la plage de tension analogique et permet ainsi au convertisseur A/N de produire un nombre binaire proportionnel plus proche de la valeur analogique réelle. Plus le nombre de bits est grand, plus le nombre d'incréments sur la plage analogique est grand et plus l'erreur de quantification est petite. Comme vous pouvez le voir, il y a une erreur associée au processus de conversion. C'est ce qu'on appelle l'erreur de quantification. La quantité maximale d'erreur peut être calculée en divisant la plage de tension sur laquelle le convertisseur A/N fonctionne par le nombre d'incréments. Supposons un convertisseur A/N 10 bits, avec 10 bits, 210 5 1024 niveaux de tension ou 1024 2 1 5 1023 incréments., Supposons que la plage de tension d'entrée est de 0 à 6 V. L'incrément de tension minimum, puis est 6/1023 5 5,86 3 1023 5 5,865 mV., Figure 7-8, , Erreur de quantification, , Le convertisseur A/N divise la plage de tension d'entrée en tension discrète, incréments., Équivalent binaire, Tension analogique, , 1111 15, 1110 14, 1101 13, 1100 12, 1011 11, 1010 10, 1001 9, 1000 8, 0111 7, 0110 6, 0101 5, 0100 4, 0011 3, 0010 2, 0001 1, 0000 0, , 11,7 V, , 0101, , 1001, , 1100, , 1100, , 1000, , 0111, , 1001, , 1000, , 0101, , 0011, , 0100, , 0111, , Temps, , Nombres binaires générés par le convertisseur A/N à chaque échantillonnage point, , Techniques de communication numérique, , 199

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Comme vous pouvez le voir, chaque incrément a une plage inférieure à 6 mV. C'est l'erreur maximale qui peut se produire ; l'erreur moyenne est la moitié de cette valeur. On dit que l'erreur maximale est de 61 y2 LSB ou la moitié de la valeur d'incrément LSB., L'erreur de quantification peut également être considérée comme un type de bruit aléatoire ou blanc., Ce bruit limite la plage dynamique d'un convertisseur A/N car il rend les signaux de bas niveau, difficiles ou impossibles à convertir. Une valeur approximative de ce bruit est, q, Vn 5, 112, où Vn est la tension de bruit efficace et q est le poids du LSB. Cette approximation n'est valable que sur la bande passante du courant continu à fs y2 (appelée bande de Nyquist). Le signal d'entrée est dans cette plage. En utilisant l'exemple 10 bits ci-dessus, le LSB est de 5,865 mV. La tension de bruit efficace est alors, q, 0,005865, Vn 5, 5, 5 0,0017 V ou 1,7 mV, 3,464, 112, Le signal à numériser doit être 2 fois ou plus ce niveau de bruit pour assurer une conversion raisonnablement sans erreur ., On peut montrer que le bruit de quantification global peut être réduit par suréchantillonnage, c'est-à-dire en échantillonnant le signal à un taux qui est plusieurs fois le taux d'échantillonnage de Nyquist de deux fois la fréquence de signal la plus élevée. Le suréchantillonnage réduit le bruit de quantification d'un facteur égal à la racine carrée du taux de suréchantillonnage, qui est fs y2fm., , Conversion D/A. Pour conserver un signal analogique converti en numérique, une forme de mémoire binaire doit être utilisée. Les multiples nombres binaires représentant chacun des échantillons peuvent être stockés dans une mémoire vive (RAM). Une fois sous cette forme, les échantillons peuvent être traités et utilisés comme données par un micro-ordinateur qui peut effectuer des manipulations mathématiques et logiques. C'est ce qu'on appelle le traitement numérique du signal (DSP) et est discuté dans la Sec. 7-5., À un moment donné, il est généralement souhaitable de retransformer les multiples nombres binaires en tension analogique équivalente. C'est le travail du convertisseur N/A, qui reçoit séquentiellement les nombres binaires et produit une tension analogique proportionnelle à la sortie., Parce que les nombres binaires d'entrée représentent des niveaux de tension spécifiques, la sortie du convertisseur N/A a un caractéristique de l'escalier. Fig. 7-9 montre le processus de conversion du 4 bits, , Figure 7-9 Un convertisseur N/A produit une approximation par étapes du signal d'origine., Équivalent binaire, Tension analogique, , 15, 14, 13, 12, 11 , 10, 9, 8, 7, 6, 5, 4, 3, 2, 1, 0, , Pas d'escalier, approximation, du signal analogique, , Signal analogique continu, 11,7 V, , Nombres binaires générés par le convertisseur A/N à chaque point d'échantillonnage, , 200, , Chapitre 7, , 0101, , 1001, , 1100, , 1100, , 1000, , 0111, , 1001, , 1000, , 0101, , 0011, , 0100, , Temps, 0111, , 1111, 1110, 1101, 1100, 1011, 1010, 1001, 1000, 0111, 0110, 0101, 0100, 0011, 0010, 0001, 0000

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nombres binaires obtenus lors de la conversion de la forme d'onde de la Fig. 7-8. Si ces nombres binaires sont envoyés à un convertisseur N/A, la sortie est une tension en escalier, comme indiqué. Étant donné que les pas sont très grands, la tension résultante n'est qu'une approximation du signal analogique réel. Cependant, les marches en escalier peuvent être filtrées en faisant passer la sortie du convertisseur N/A à travers un filtre passe-bas avec une fréquence de coupure appropriée., , Exemple 7-1, Un signal d'information à transmettre numériquement est une onde rectangulaire avec une période , de 71,4 µs. Il a été déterminé que l'onde sera correctement transmise si la bande passante inclut la quatrième harmonique. Calculez (a) la fréquence du signal, (b) la quatrième harmonique et (c) la fréquence d'échantillonnage minimale (taux de Nyquist)., a. f 5, , 1, 1, 5 14 006 Hz > 14 kHz, 5, t, 71,4 3 1026, , b. harmonique f4 5 4 3 14 kHz 5 56 kHz, env. Taux d'échantillonnage minimum 5 2 3 56 kHz 5 112 kHz, , Si les mots binaires contiennent un plus grand nombre de bits, la plage de tension analogique est divisée en incréments plus petits et les incréments de pas de sortie seront plus petits. Cela conduit à une approximation plus proche du signal analogique d'origine., , Aliasing. Chaque fois qu'une forme d'onde analogique est échantillonnée, une forme de modulation appelée modulation d'amplitude d'impulsion (PAM) a lieu. Le modulateur est un circuit de déclenchement qui, momentanément, laisse passer une partie de l'onde analogique, produisant une impulsion pendant une durée fixe et à une amplitude égale à la valeur du signal à ce moment. Le résultat est une série d'impulsions comme le montre la Fig. 7-10. Ces impulsions sont transmises au convertisseur A/N, où chacune est convertie en une valeur binaire proportionnelle. PAM est discuté plus en détail plus loin dans ce chapitre, mais pour l'instant nous devons analyser le processus pour voir comment il affecte le processus de conversion A/N., Rappel du Chap. 3 que la modulation d'amplitude est le processus de multiplication de la porteuse par le signal de modulation. Dans ce cas, la porteuse ou le signal d'échantillonnage est une série d'impulsions étroites qui peuvent être décrites par une série de Fourier :, υc 5 D 1 2D a, , sin πD, sin 2πD, sin 3πD, cos ωs t 1, cos 2ωs t 1, cos 3ωs t 1 . . . b, πD, 2πD, 3πD, , Échantillonnage et signal analogique pour produire une modulation d'amplitude d'impulsion., Signal analogique, , Impulsions d'échantillonnage, , Amplitude, , Figure 7-10, , Modulation d'amplitude d'impulsion (PAM), , Échantillonnage étroit, temps d'impulsion, , Échantillonnage, intervalle, Temps, , Techniques de communication numérique, , 201

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Ici, υc est la tension porteuse instantanée et D est le rapport cyclique, qui est le rapport de la durée d'impulsion t à la période d'impulsion T, ou D 5 t/T. Le terme ωs est 2πfs, où fs est la fréquence d'échantillonnage des impulsions. Notez que les impulsions ont une composante continue (le terme D) plus des ondes sinus-cosinus représentant la fréquence fondamentale et ses harmoniques paires et impaires., Lorsque vous multipliez cela par le signal de modulation analogique ou d'information à numériser, vous obtenez un équation désordonnée qui est remarquablement facile à déchiffrer. Supposons que l'onde analogique à numériser est une onde sinusoïdale à une fréquence de fm ou Vm sin (2 fmt). Lorsque vous multipliez cela par l'équation de Fourier décrivant la porteuse ou les impulsions d'échantillonnage, vous obtenez, υ 5 Vm D sin ωm t 1 2Vm D a, , sin πD, sin 2πD, sin ωm t cos ωs t 1 Vm, sin ωm t cos ωs t, πD, 2πD, 1 Vm, , BON À SAVOIR, Un alias est un signal échantillonné par erreur lorsque la fréquence d'échantillonnage est inférieure à deux fois la fréquence d'entrée. Un filtre anticrénelage est utilisé pour s'assurer que le signal correct est utilisé., , sin 3πD, sin ωm t cos ωs t 1 . . . b, 3πD, , Le premier terme de cette équation est le signal sinusoïdal d'information d'origine. Si nous mettons ce signal complexe à travers un filtre passe-bas réglé sur une fréquence légèrement supérieure au signal de modulation, toutes les impulsions seront filtrées, ne laissant que le signal d'information souhaité. En regardant à nouveau le signal complexe, vous devriez voir les équations AM familières, montrant le produit des ondes sinus et cosinus. Si vous vous souvenez du Chap. 3, ces expressions sinus-cosinus sont converties en fréquences somme et différence qui forment les bandes latérales, en AM. Eh bien, la même chose se produit ici. Le signal modulant forme des bandes latérales avec la fréquence d'échantillonnage fs ou fs 1 fm et fs 2 fm. De plus, des bandes latérales sont également formées, avec toutes les harmoniques de la fréquence porteuse ou d'échantillonnage (2fs 6 fm, 3fs 6 fm, 4fs 6 fm, etc.). La sortie résultante est mieux représentée dans le domaine fréquentiel comme sur la Fig. 7-11. Nous ne sommes généralement pas préoccupés par toutes les harmoniques supérieures et leurs bandes latérales, car elles finiront par être filtrées. Mais nous devons examiner les bandes latérales formées avec l'onde sinusoïdale fondamentale. Notez sur la Fig. 7-11 que la fréquence de Nyquist est indiquée et que le spectre est divisé en segments appelés zones de Nyquist. Une zone de Nyquist correspond à la moitié de la fréquence de Nyquist. Idéalement, le signal à échantillonner doit être inférieur à fs/2 ou dans la première zone de Nyquist. Tout va bien avec cet arrangement tant que la fréquence ( fs ) ou la porteuse est deux fois ou plus la fréquence la plus élevée dans la modulation. ou signal d'information. Cependant, si la fréquence d'échantillonnage n'est pas assez élevée, un problème appelé crénelage se pose. Le crénelage provoque la création d'un nouveau signal proche de l'original. Ce signal a une fréquence de fs 2 fm. Lorsque le signal échantillonné est finalement reconverti en analogique, par un convertisseur N/A, la sortie sera l'alias fs 2 fm, et non le signal d'origine fm., , Figure 7-11, , Spectre du signal PAM., Zones de Nyquist , 1ère, , fm, , 2ème, , fs/2, , 3ème, , fs, , Fréquence de Nyquist, , 202, , Chapitre 7, , 4ème, , 5ème, , 2fs, , 6ème, , 3fs

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Figure 7-12, , Crénelage., fs ⫺ fm (alias), , 0,5 kHz, , 1 kHz, , 1,5 kHz, , fm, , fs, , 2 kHz, , 2,5 kHz, , Fréquence, (a) Domaine fréquentiel , , Entrée ⫽ fm, , Signal replié ⫽ fs ⫺ fm, , 1, fs, , 1, fs, Temps, (b) Domaine temporel, , La Fig. 7-12(a) montre le spectre, et la Fig. 7- 12(b) montre le signal analogique d'origine et le signal d'alias récupéré. Supposons un signal d'entrée souhaité de 2 kHz. La fréquence minimale d'échantillonnage ou de Nyquist est de 4 kHz. Mais que se passe-t-il si le taux d'échantillonnage n'est que de 2,5 kHz ? Il en résulte un alias, signal de 2,5 kHz 2 2 kHz 5 0,5 kHz ou 500 Hz. C'est ce signal de repliement qui sera récupéré par un convertisseur N/A, et non le signal désiré de 2 kHz. Pour éliminer ce problème, un iltre passe-bas appelé iltre anti-repliement est généralement placé entre la source du signal modulant et le Entrée du convertisseur A/N pour s'assurer qu'aucun signal avec une fréquence supérieure à la moitié de la fréquence d'échantillonnage ne passe. Ce filtre doit avoir une très bonne sélectivité. Le taux de réduction d'un filtre passe-bas RC ou LC commun est trop graduel. La plupart des filtres anti-repliement utilisent des filtres LC à plusieurs étages, un filtre actif RC ou des filtres à condensateur commuté d'ordre élevé pour donner la forte décroissance requise, afin d'éliminer tout repliement. La coupure du filtre est généralement réglée légèrement au-dessus du contenu de fréquence le plus élevé du signal d'entrée., , Suréchantillonnage et sous-échantillonnage, L'échantillonnage est la fréquence à laquelle un signal d'entrée analogique est mesuré. Pour chaque échantillon, un nombre binaire proportionnel est généré. Comme vous l'avez vu, pour préserver le contenu du signal analogique pour une reproduction fidèle, le taux d'échantillonnage doit être deux fois ou plus, le contenu de fréquence le plus élevé du signal. Deux fois le contenu de fréquence le plus élevé est généralement appelé taux de Nyquist. Par exemple, supposons que le signal d'entrée est une onde carrée de 2 MHz avec des harmoniques impaires. Pour préserver l'onde carrée, vous devez inclure au moins la 5e harmonique, soit 10 MHz. Par conséquent, le taux d'échantillonnage Nyquist minimum doit être au moins deux fois, 10 MHz ou fs $ 20 MHz. Habituellement, le taux réel est plus de deux fois la fréquence la plus élevée du signal d'entrée. C'est ce qu'on appelle le suréchantillonnage. Le suréchantillonnage présente à la fois des avantages et des inconvénients. L'échantillonnage à un taux inférieur au taux de Nyquist est appelé sous-échantillonnage. Comme vous l'avez vu précédemment, le sous-échantillonnage provoque un effet indésirable appelé crénelage. Pourtant, le sous-échantillonnage présente des avantages intéressants ainsi que des inconvénients., Digital Communication Techniques, , 203

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Suréchantillonnage. Le suréchantillonnage est souhaitable car c'est le meilleur moyen de capturer, de traiter et de conserver les moindres détails d'un signal. Des temps de montée et de descente rapides ou des impulsions étroites en sont des exemples. Plus le taux d'échantillonnage est élevé, plus la granularité de la version numérique du signal est faible. Les inconvénients du suréchantillonnage incluent un coût plus élevé, une consommation d'énergie plus élevée, une taille de mémoire accrue et un besoin accru d'un traitement plus rapide. Les ADC plus rapides coûtent tout simplement plus cher. De plus, les ADC plus rapides sont normalement de type lash ou pipeline avec des circuits plus grands et plus complexes, ce qui les fait consommer plus d'énergie. Dans les conceptions CMOS, des fréquences de fonctionnement plus élevées produisent plus de consommation d'énergie. Si le signal est stocké pour plus tard, une mémoire beaucoup plus grande est nécessaire pour stocker les échantillons, ce qui augmente encore le coût. Si les échantillons doivent être traités en temps réel au fur et à mesure qu'ils sont générés, le processeur de l'ordinateur ou les circuits numériques, dans un réseau de portes programmables sur le terrain (FPGA), doivent être plus rapides, ce qui entraîne une augmentation des coûts. En ce qui concerne les avantages, le suréchantillonnage préserve le contenu du signal. Deuxièmement, le suréchantillonnage rend le filtre anticrénelage moins complexe. Plus le contenu de fréquence supérieure est proche de la fréquence d'échantillonnage, plus le besoin d'un filtre très sélectif est important. Des filtres à étages multiples de type elliptique peuvent être nécessaires pour éliminer tout effet de repliement. Plus le taux de suréchantillonnage est élevé, plus le filtre est petit, simple et moins cher. Un avantage clé du suréchantillonnage est que, comme il produit beaucoup plus d'échantillons en un temps donné, il a pour effet de diminuer le bruit de fond de quantification en étalant cela, sur une plage de fréquence plus large. En d'autres termes, il améliore le rapport signal sur bruit (SNR)., Cette amélioration du SNR est appelée gain de traitement., Le SNR est le rapport de la puissance du signal (Ps ) à la puissance du bruit (Pn ). Il est généralement, exprimé en décibels :, SNR (dB) 5 10 log (Ps/Pn ), Le gain du processus est calculé avec l'expression :, Process Gain (dB) 5 10 log [(fs/2)/BW], La fréquence d'échantillonnage est fs et BW est la bande passante du signal, qui est généralement la plage de fréquences du signal d'entrée de 0 Hz ou CC à la fréquence la plus élevée du signal d'entrée à préserver., Le SNR total est alors : , SNRtotal 5 SNR 1 Process Gain, Par exemple, supposons un SNR de 68 dB, une bande passante de signal de 20 MHz et un taux d'échantillonnage de 100 MHz., Process Gain (dB) 5 10 log [(100/2)/ 20] 5 10 log(2.5) 5 4 dB, SNRtotal 5 68 1 4 5 72 dB, Pour les applications de communication à petits signaux où le bruit néfaste pourrait masquer un signal faible, les inconvénients du suréchantillonnage peuvent être compensés par les avantages positifs de le gain du processus., , Sous-échantillonnage. Le sous-échantillonnage est défini comme l'échantillonnage d'un signal à une fréquence inférieure à la fréquence de Nyquist souhaitée de deux fois la fréquence la plus élevée du signal à numériser. Comme vous l'avez vu, le sous-échantillonnage provoque un crénelage qui, lors de la récupération du signal dans un DAC, produit un signal dont la fréquence est beaucoup plus faible. Il s'agit généralement d'un effet indésirable qui peut être éliminé en ajoutant un filtre anti-crénelage passe-bas devant l'ADC pour couper les signaux qui sont supérieurs à la moitié du taux d'échantillonnage. D'autre part, cet effet de crénelage peut être utilisé avantageux car il agit comme une forme de mélange ou de modulation qui transfère un signal d'une fréquence plus élevée à une fréquence plus basse. Cela se fait souvent dans les récepteurs radio pour traduire un signal haute fréquence en une fréquence fixe inférieure appelée fréquence intermédiaire (IF) où il peut être filtré de manière plus adéquate pour une meilleure sélection de fréquence. Vous en apprendrez plus au Chap. 9 sur les récepteurs. Le circuit qui effectue cet équivalent du repliement est appelé un mélangeur ou un convertisseur abaisseur. Il s'avère qu'un CAN utilisant le sous-échantillonnage devient une forme de convertisseur abaisseur ou de mélangeur et peut souvent éliminer les étages de mélange dans les récepteurs modernes., , 204, , Chapitre 7

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Comme indiqué précédemment, pour conserver toutes les informations pertinentes dans un signal à numériser, la fréquence d'échantillonnage doit être au moins égale à deux fois la composante de fréquence maximale dans le signal cible. Cette exigence suppose généralement que le spectre du signal à numériser s'étend de DC ou 0 Hz à une fréquence supérieure fm. Cependant, ce que dit réellement l'exigence de Nyquist, c'est que toutes les informations seront conservées si le signal est échantillonné, à deux fois la bande passante (BW) du signal. La bande passante d'un signal est simplement la différence entre les fréquences supérieures ( f2) et inférieures ( f1) déinissant la bande passante, ou :, , Bande passante (BW), , BW 5 f2 2 f1, Si le spectre est DC à fm, alors la bande passante est clairement juste fm, ou:, fm 5 fm 2 0 5 fm, Cependant, il existe de nombreux cas où le signal est clairement un canal étroit autour d'une fréquence centrale. Par exemple, le signal à numériser pourrait occuper la gamme de 70 6 10 MHz ou de 60 à 80 MHz. La bande passante est, BW 5 80 2 60 5 20 MHz, Ce que dit le théorème d'échantillonnage, c'est que toutes les informations seront conservées si la fréquence d'échantillonnage est au moins deux fois la bande passante du signal ou égale ou supérieure à, fs 5 2BW 5 2(20) 5 40 MHz, Normalement, nous interpréterions cela comme devant utiliser une fréquence d'échantillonnage de deux fois, la fréquence supérieure de 80 MHz. La fréquence d'échantillonnage devrait être d'au moins 2(80) 5 160 MHz. Ici, le théorème d'échantillonnage indique que nous pouvons échantillonner le signal de 60 à 80 MHz à une fréquence de 40 MHz ou plus, ce qui est clairement un sous-échantillonnage. Par conséquent, un crénelage se produira. Ce qui se passe, c'est que le signal d'origine est traduit à une fréquence inférieure avec toutes les composantes de fréquence associées qui sont facilement récupérées avec un DAC, en supposant l'utilisation d'un filtre approprié pour se débarrasser de la fréquence indésirable, les composantes qui sont générées par ce processus. Un exemple illustrera cela. Comme vous l'avez vu à la Fig. 7-11, le processus d'échantillonnage est une modulation d'amplitude avec une onde rectangulaire produisant un spectre qui est une collection de signaux qui représentent la fréquence d'échantillonnage et ses harmoniques en tant que porteuses plus les bandes latérales. sur la base des signaux modulants. Les fréquences sont fs 6 fm plus les harmoniques et leurs bandes latérales de, 2fs 6 fm, 3fs 6 fm, etc. Ce spectre est produit même en sous-échantillonnage., Supposons maintenant un signal de 70 MHz avec une bande passante de 610 MHz ou 20 MHz., La somme et la différence des fréquences produites par AM sont les bandes latérales maximales de, 70 1 10 5 80 MHz et 70 2 10 5 60 MHz. La bande passante est de 20 MHz, la fréquence d'échantillonnage doit donc être de 40 MHz ou plus. Utilisons une fréquence d'échantillonnage de 50 MHz. Cela produit le spectre illustré à la Fig. 7-13A., Figure 7-13, , (a) Un exemple de la façon dont le repliement agit comme une conversion vers le bas., (b) Centrage du spectre dans la première zone de Nyquist., fs/2, , 1st, Nyquist, , 2nd, Nyquist, , fs, fm, , (a), , 20, , 10, , 30, fs/2, , 1st, Nyquist, , 40, , 50, , 60, , 70, , 80, , 90, , 100, , 60, , 70, , 80, , 90, , 100, , Fréquence (MHz), , fs, , 2ème, Nyquist, , (b), , 10, 4, , 20, 14, , 30, 24 28, , 40, , 50, , Fréquence (MHz), , 56, , Techniques de communication numérique, , 205

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Les bandes latérales produites sont les images ou alias. Dans le premier cas nous avons fs 1 fm, soit 50 1 70 5 120 MHz et fs 2 fm soit 50 2 70 5 220 MHz. La différence est une fréquence négative qui, en fin de compte, est toujours un signal valide de 20 MHz. C'est cette différence de signal qui est l'alias qui nous intéresse. L'utilisation de ce procédé avec les signaux de bande supérieure et inférieure de 60 et 80 MHz produit un spectre qui s'étend de 10 MHz à 30 MHz, toujours une bande passante de 20 MHz. Ce que nous avons fait est de traduire le signal de 70 MHz à 20 MHz tout en conservant toutes les bandes latérales et les informations dans la bande passante de 20 MHz. Un iltre passe-bas est utilisé pour supprimer tous les signaux harmoniques à haute fréquence et leurs alias. Le sous-échantillonnage présente plusieurs avantages clés. Tout d'abord, nous pouvons utiliser un CAN à échantillonnage plus lent. Les ADC plus lents sont généralement beaucoup moins chers et les circuits associés sont moins critiques. Deuxièmement, les ADC plus lents consomment généralement moins d'énergie. Troisièmement, plus lents, les ADC laissent plus de temps entre les échantillons pour que le traitement du signal numérique ait lieu, ce qui signifie qu'un micro-ordinateur ou un FPGA n'a pas besoin d'être aussi rapide, ce qui permet des économies de coûts et d'énergie supplémentaires. Quatrièmement, si la mémoire est utilisée après l'ADC, moins de capacité de mémoire est nécessaire, ce qui réduit encore les coûts et la consommation d'énergie. La clé d'une mise en œuvre réussie du sous-échantillonnage est de choisir soigneusement la fréquence d'échantillonnage. L'exemple ci-dessus a sélectionné un 50 MHz arbitraire parce que c'était plus de deux fois la bande passante du signal. Il a été déterminé que la meilleure fréquence d'échantillonnage peut être sélectionnée en appliquant les formules ci-dessous. Dans la première application, la valeur de Z est déterminée à partir d'un taux d'échantillonnage sélectionné fs et d'une fréquence de signal fm. Si Z, n'est pas un nombre entier, il est arrondi et utilisé dans la deuxième formule pour produire la fréquence d'échantillonnage réelle souhaitée. L'utilisation de ces formules garantit que le signal est centré dans la zone de Nyquist la plus basse., fs $ 2BW, fs 5 (4fm/2Z 2 1), La deuxième formule est appliquée deux fois., Nous avons déjà résolu la première formule en déterminant fs $ 40 MHz. Nous avons arbitrairement, dit fs 5 50 MHz., Ensuite, nous résolvons la deuxième équation pour Z. Rappelez-vous que la fréquence centrale est, fm 5 70 MHz., Z 5 0,5[(4fm/fs ) 1 1], Z 5 0,5[4 (70)/50 1 1] 5 0,5[(280/50) 1 1] 5 0,5(5,6 1 1) 5 3,3, Nous arrondissons à l'entier le plus proche, 3., Maintenant, utilisez la deuxième formule pour obtenir le résultat souhaité fréquence d'échantillonnage., fs 5 (4fm/2Z 2 1) 5 4(70)/2(3) 2 1 5 280/5 5 56 MHz, Une fréquence d'échantillonnage de 56 MHz centre la bande passante dans la première zone de Nyquist., Voir Fig. 7-13B., , Convertisseurs N/A, Il existe de nombreuses façons de convertir des codes numériques en tensions analogiques proportionnelles. Cependant, les méthodes les plus populaires sont les R-2R, les chaînes et les convertisseurs de source de courant pondérés. Ceux-ci sont disponibles sous forme de circuit intégré et sont également intégrés dans d'autres systèmes plus grands sur puce (SoC)., , R- Convertisseur 2R. Le convertisseur R-2R se compose de quatre sections principales, comme illustré à la Fig. 7-14 et décrites dans les paragraphes suivants., Régulateur de référence, , Régulateurs de référence. Le régulateur de tension de référence précis, une diode Zener, reçoit la tension d'alimentation continue en entrée et la traduit en une tension de référence très précise. Cette tension est passée à travers une résistance qui établit l'entrée maximale, , 206, , Chapitre 7

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Exemple 7-2, 1. Un signal de 15 MHz est échantillonné à une fréquence de 28 MHz. Quel alias est généré ?, 2. Un signal de 140 MHz a une bande passante de 620 MHz. Quelle est la fréquence d'échantillonnage de Nyquist ?, 3. Quel est le spectre replié si le signal de 140 MHz est échantillonné à une fréquence de 60 MHz ?, 4. Quelle est la fréquence d'échantillonnage souhaitée pour centrer le spectre dans la première zone de Nyquist ?, Solution , 1. fa 5 fs 2 fm 5 28 2 15 5 13MHz, 2. fs $ 2BW 5 2(40) 5 80 MHz, 3. Le spectre replié est de 60 à 100 MHz avec une fréquence centrale de 80 MHz, 4. Un fs plus souhaitable est de 62,22 MHz., , courant vers le réseau de résistances et définit la précision du circuit. Le courant est appelé, le courant pleine échelle, ou IFS :, IFS 5, , VR, RR, , où VR 5 tension de référence, RR 5 résistance de référence, , Resistor Networks. Le réseau de résistances de précision est connecté dans une configuration unique. La tension de la référence est appliquée à ce réseau de résistances, qui convertit la tension de référence en un courant proportionnel à l'entrée binaire. La sortie du réseau de résistances est un courant directement proportionnel à la valeur d'entrée binaire et au courant de référence à pleine échelle. Sa valeur maximale est calculée comme suit :, IO 5, , Réseau de résistances, , IFS (2N 2 1), 2N, , Pour un convertisseur N/A 8 bits, N 5 8., Certains convertisseurs N/A modernes utilisent un réseau de condensateurs au lieu du réseau de résistances, pour effectuer la conversion d'un nombre binaire en un courant proportionnel., , Figure 7-14, , Principaux composants d'un convertisseur N/A., Courant proportionnel Io, , Entrée CC, , Rf, IFS, , VR, Réf., reg., , Résistance, réseau, , ⫺, , , R, 255, Io ⫽ IF, 256, (max), , Électronique, interrupteurs, , Vo ⫽ ⫺IoRf, Sortie de tension analogique, , Convertisseur courant-tension, , Entrée binaire parallèle (8 bits), , Techniques de communication numérique, , 207

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Figure 7-15 Convertisseur N/A avec réseau en échelle R-2R., Rf, , Réseau R–2R, R, , R, , R, , R, ⫺, , , 2R, , 2R, , Entrées binaires, , 2R , , 15 V, ⫺15 V, , 2R, , Électronique, commutateurs, , Référence CC, , Amplificateurs de sortie. Le courant proportionnel est ensuite converti par un ampli op en une tension proportionnelle. La sortie du réseau résistif est connectée à la jonction sommatrice de l'ampli op. La tension de sortie de l'ampli op est égale au courant de sortie du réseau de résistances multiplié par la valeur de la résistance de rétroaction. Si la valeur appropriée de la résistance de rétroaction est sélectionnée, la tension de sortie peut être mise à l'échelle à n'importe quelle valeur souhaitée., L'ampli op inverse la polarité du signal :, VO ​​5 2IO Rf, , Commutateurs électroniques. Le réseau de résistances est modifié par un ensemble de commutateurs électroniques, qui peuvent être des commutateurs de courant ou de tension et sont généralement mis en œuvre avec des diodes ou des transistors. Ces commutateurs sont commandés par les bits d'entrée binaires parallèles d'un compteur, d'un registre ou d'un port de sortie de micro-ordinateur. Les commutateurs s'allument ou s'éteignent pour configurer le réseau de résistances., Tous les composants illustrés à la Fig. 7-14 sont généralement intégrés sur une seule puce IC., La seule exception peut être l'ampli, qui peut être un circuit externe., Les convertisseurs N/A de ce type sont disponibles dans une variété de configurations et peuvent convertir des mots binaires de 8, 10, 12, 14 et 16 bits. La mise en œuvre des circuits de convertisseur N/A varie considérablement. L'une des configurations les plus populaires est illustrée en détail à la Fig. 7-15. Seuls 4 bits sont représentés, pour simplifier le dessin. Le réseau de résistances, qui n'utilise que deux valeurs de résistance et est donc connu sous le nom de réseau en échelle R-2R, est particulièrement intéressant. Des réseaux plus complexes ont été conçus mais utilisent une gamme plus large de valeurs de résistance difficiles à réaliser, des valeurs précises sous forme de CI. Sur la Fig. 7-15, les commutateurs sont représentés comme des dispositifs mécaniques, alors qu'en réalité ce sont des commutateurs à transistor commandés par l'entrée binaire. De nombreux convertisseurs N/A et convertisseurs A/N plus récents utilisent un réseau capacitif au lieu du réseau R-2R., , String DAC. La chaîne DAC tire son nom du fait qu'elle est composée d'une série, chaîne de résistances de valeur égale formant un diviseur de tension. Voir Fig. 7-16. Ce diviseur de tension divise la tension de référence d'entrée en étapes égales de tension proportionnelles à l'entrée binaire. Il y a 2N résistances dans la chaîne, où N est le nombre de bits d'entrée, qui détermine la résolution. Dans la Fig. 7-16, la résolution est de 23 5 8, donc huit résistances sont utilisées. Des résolutions plus élevées de 10 et 12 bits sont disponibles dans cette configuration. Si l'entrée, référence est de 10 V, la résolution est de 10/23 5 10/8 5 1,25 V. La sortie varie par pas, de 1,25 V de 0 à 8,75 V., 208, , Chapitre 7

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Figure 7-16, , Une chaîne DAC., , VREF, , MOSFET, commutateur, , S.7, , S.6, , S.5, , Valeur égale, résistances, , S.4, , S.3, , S.2, , S.1, , S.␲, DAC, sortie, 111, , 110, , 101, , 100, , 011, , 010, , 001, , 000, , Décodeur 3 bits à 8 bits , , Entrée binaire, , La tension de sortie est déterminée par un ensemble de commutateurs MOSFET à enrichissement, contrôlés par un décodeur binaire standard. Avec 3 bits, il y a huit sorties de décodeur, chacune pilotant un commutateur MOSFET. Si le code d'entrée est 000, le commutateur S0 est activé et la sortie est à la masse ou 0 V. Tous les autres MOSFET sont désactivés à ce moment. Si le code d'entrée est 111, alors S7 est allumé et la tension de sortie est de 8,75 V. La sortie est une tension et peut être en outre conditionnée par un ampli op avec gain et une impédance de sortie inférieure selon les besoins de l'application., , DAC source de courant pondéré. Une configuration populaire pour les CNA à très haute vitesse est le CNA à source de courant pondéré illustré à la Fig. 7-17. Les sources de courant fournissent un courant fixe déterminé par la tension de référence externe. Chaque source de courant fournit une valeur pondérée binaire de I, I/2, I/4, I/8, etc. Les sources de courant sont constituées d'une combinaison de résistances, de MOSFET ou, dans certains cas, de transistors bipolaires. Les commutateurs sont généralement des MOSFET à enrichissement rapide, mais des transistors bipolaires sont utilisés dans certains modèles. L'entrée binaire parallèle est généralement stockée dans un registre d'entrée, et les sorties du registre allument et éteignent les commutateurs en fonction de la valeur binaire., Les sorties de la source de courant sont ajoutées à la jonction de sommation d'un ampli op. La sortie, la tension VO est la somme des courants It multipliée par la résistance de contre-réaction Rf., VO 5 It Rf, Digital Communication Techniques, , 209

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Figure 7-17 Source de courant pondérée CNA., VREF, , I, , I/2, , I/4, , I/8, , Source de courant, , S1, , S2, , S3, , MOSFET, commutateur, , S4 , LSB, Rf, , MSB, Courant de sortie It, SJ, , Vo⫽ It ⫻Rf, , , ⫹, Amplificateur opérationnel, , Vo, , SJ ⫽ (terre virtuelle de la jonction sommatrice), , Registre d'entrée, , LSB, , MSB , Entrée binaire, , Dans la Fig. 7-17, avec une résolution de 4 bits, il y a 2N 5 24 5 16 incréments de courant., Supposons I 5 100 µA. Si le nombre binaire d'entrée est 0101, alors les commutateurs S2 et S4 sont fermés et le courant est de 50 1 12,5 5 62,5 µA. Avec une résistance de rétroaction de 10 kV, la tension de sortie serait de 62,5 3 10 26 3 10 3 103 5 0,625 V. Les CNA de source de courant sont utilisés pour des conversions très rapides et sont disponibles dans des résolutions de 8, 10, 12 et 14 bits., , Spécifications du convertisseur N/A. Quatre spécifications importantes sont associées aux convertisseurs N/A, , Résolution, , 210, , : vitesse, résolution, erreur et temps de stabilisation. La vitesse est la vitesse la plus rapide à laquelle le convertisseur N/A peut générer des étapes de sortie. Les DAC modernes peuvent atteindre des taux de 10 Gigaéchantillons par seconde (10 GSPS). La résolution est le plus petit incrément de tension produit par le convertisseur N/A sur sa plage de tension de sortie. La résolution est directement liée au nombre de bits d'entrée. Il est, calculé en divisant la tension de référence VR par le nombre d'étapes de sortie 2N 2 1., Il y a 1 incrément de moins que le nombre d'états binaires., Pour une référence 10 V et un convertisseur N/A 8 bits, le la résolution est de 10/(28 2 1) 5, 10/255 5 0,039 V 5 39 mV., Chapitre 7

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Pour les applications de haute précision, des convertisseurs N/A avec des mots d'entrée plus grands doivent être utilisés. Les convertisseurs N/A avec 8 et 12 bits sont les plus courants, mais des convertisseurs N/A avec 10, 14, 16, 20 et 24 bits sont disponibles., L'erreur est exprimée en pourcentage du maximum ou à pleine échelle , tension de sortie, qui est la valeur de la tension de référence. Les chiffres d'erreur typiques sont inférieurs à 60,1 %. Cette erreur doit être inférieure à la moitié de l'incrément minimum. Le plus petit incrément d'un convertisseur N/A 8 bits avec une référence de 10 V est de 0,039 V ou 39 mV. Exprimé en pourcentage, cela correspond à 0,039 4 10 5 0,0039 3 100 5 0,39 %. La moitié de celle-ci est de 0,195 %., Avec une référence de 10 V, cela représente une tension de 0,00195 3 10 5 0,0195 V, ou 19,5 mV., Une erreur déclarée de 0,1 % de la pleine échelle est de 0,001 3 10 5 0,01 V , ou 10 mV., Le temps de stabilisation est le temps nécessaire à la tension de sortie d'un convertisseur N/A pour se stabiliser dans une plage de tension spécifique après un changement d'entrée binaire. Reportez-vous à la figure 7-18. Lorsqu'un changement d'entrée binaire se produit, un temps ini est nécessaire pour que les commutateurs électroniques s'allument et s'éteignent et pour que toute capacité du circuit se charge ou se décharge. Pendant le changement, la sortie sonne et dépasse, et contient des transitoires provenant de l'action de commutation. La sortie n'est donc pas une représentation précise de l'entrée binaire ; elle n'est pas utilisable tant qu'elle ne s'est pas stabilisée., Le temps de stabilisation est le temps nécessaire à la sortie du convertisseur N/A pour se stabiliser à l'intérieur d'un changement de 61⁄2 LSB. Dans le cas du convertisseur N/A 8 bits décrit précédemment, lorsque la tension de sortie se stabilise à moins de la moitié du changement de tension minimum de 39 mV, ou 19,5 mV, la sortie peut être considérée comme stable. Les temps de stabilisation typiques sont de l'ordre de 100 ns. Cette spécification est importante car elle détermine la vitesse maximale de fonctionnement du circuit, appelée temps de conversion. Un temps de stabilisation de 100 ns se traduit par une fréquence de 1/100 3 1029 5 10 MHz. Les opérations plus rapides que cela entraînent des erreurs de sortie., La monotonicité est une autre spécification DAC. Un DAC est monotone si la sortie augmente d'un incrément de tension de résolution pour chaque incrément de nombre binaire en entrée. Dans les CNA à très haute résolution avec de très petits incréments, il est possible que les imprécisions du circuit entraînent littéralement une diminution de la tension de sortie pour une augmentation binaire. Cela est souvent causé par des résistances ou des sources de courant mal ajustées et mal adaptées dans le DAC., , Figure 7-18, , Erreur, , Temps d'établissement, , BON À SAVOIR, Le temps d'établissement est généralement égal au temps qu'il faut pour que le sortie de, le convertisseur N/A doit se stabiliser à 61⁄2, changement du bit le moins significatif (LSB)., , Temps de stabilisation., Temps de, code d'entrée, changement, , Temps de, sortie dans, 1/2 LSB, 1 Résolution LSB, tension, Sonnerie, 1/2 LSB, , Tension de sortie DAC, , 1/2 LSB, , DAC final, sortie, , Débit lent, de l'ampli op, , Temps d'établissement, , Temps, , Techniques de communication numérique, , 211

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Une autre spécification est la tension et le courant de fonctionnement en courant continu. Les anciens DAC fonctionnaient à partir de 15 V, mais la plupart des plus récents fonctionnent à partir de 3,3 ou 2,5 V. Une consommation de courant, igure est également généralement donnée., Une autre considération est le nombre de DAC par puce. Des circuits intégrés avec deux, quatre et huit DAC par puce sont disponibles. Dans les puces multi-DAC, l'entrée binaire est série., L'entrée série est une option sur la plupart des DAC aujourd'hui car l'entrée série réduit considérablement le nombre de broches consacrées aux signaux d'entrée. Un DAC parallèle 16 bits a, bien sûr, 16 broches d'entrée. Le même DAC avec une entrée série n'a qu'une seule broche d'entrée. Les formats d'entrée série typiques sont l'interface périphérique série (SPI) ou l'interface I 2C commune à la plupart des contrôleurs et microprocesseurs embarqués., La tension d'entrée binaire est également une spécification. Les DAC plus anciens utilisaient une entrée 15 V compatible TTL ou CMOS tandis que les puces plus récentes utilisent des tensions de signal d'entrée inférieures de 1,8, 2,5 ou 3,3 V. Les DAC haute vitesse utilisent souvent des entrées logiques en mode courant (CML) ou différentiel basse tension, signalisation (LVDS) avec une oscillation de signal différentiel de seulement quelques centaines de millivolts., La tension de référence est généralement de 1 à 5 V à partir d'une diode zener à compensation de température qui se trouve généralement sur la puce DAC., , Convertisseurs A/N, La conversion A/N commence par le processus d'échantillonnage, qui est généralement effectué par un circuit d'échantillonnage et de maintien (S/H). Le circuit S/H prend une mesure précise de la tension analogique à des intervalles spécifiés. Le convertisseur A/N (ADC) convertit ensuite cette valeur instantanée de tension et la traduit en un nombre binaire., Circuit d'échantillonnage et de maintien (S/H), (circuit de suivi/stockage), , Figure 7-19, , Circuits S/H. Un circuit d'échantillonnage et de maintien (S/H), également appelé circuit de suivi/mémorisation, accepte le signal d'entrée analogique et le transmet, inchangé, pendant son mode d'échantillonnage. En mode maintien, l'ampli se souvient ou mémorise un niveau de tension particulier à l'instant de l'échantillonnage. La sortie de l'ampli S/H est un niveau continu fixe dont l'amplitude est la valeur au moment de l'échantillonnage. La Fig. 7-19 est un schéma simplifié d'un ampli S/H. L'élément principal est un ampli op différentiel cc à gain élevé. L'amplificateur est connecté en tant que suiveur avec 100 % de rétroaction. Tout signal appliqué à l'entrée non inverseuse (1) est transmis sans être affecté., L'amplificateur a un gain unitaire et aucune inversion., Un condensateur de stockage est connecté à travers l'impédance d'entrée très élevée de l'amplificateur. Le signal d'entrée est appliqué au condensateur de stockage et à l'entrée de l'amplificateur à travers une porte MOSFET. Un MOSFET en mode d'amélioration qui agit comme un interrupteur marche/arrêt est normalement utilisé. Tant que le signal de commande vers la grille du MOSFET est maintenu haut,, , Un amplificateur S/H., Amplificateur opérationnel, , MOSFET, Analogique, entrée, , , ⫹, , S/H, sortie, , Analogique, entrée , , Échantillonnage, point, Stocké, niveau, , Sortie, Stockage, condensateur, , S/H, contrôle, , 212, , Échantillon/piste, Maintien/mémorisation, , Chapitre 7, , V, Contrôle S/H, 0V, Échantillon/piste, , Stockage/maintien

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le signal d'entrée sera connecté à l'entrée de l'ampli op et au condensateur. Lorsque la grille est haute, le transistor s'allume et agit comme une résistance de très faible valeur, connectant le signal d'entrée à l'ampliier. La charge du condensateur suit le signal d'entrée. C'est le mode sample ou track de l'ampli. La sortie de l'ampli op est égale à l'entrée. Lorsque le signal de commande S/H passe au niveau bas, le transistor est coupé, mais la charge est activée, le condensateur reste. L'impédance d'entrée très élevée de l'ampli permet au condensateur de conserver la charge pendant un temps relativement long. La sortie de l'amplificateur S/H est alors la valeur de tension du signal d'entrée à l'instant de l'échantillonnage, c'est-à-dire le point auquel l'impulsion de commande S/H passe de haut (échantillon) à bas (maintien) . La tension de sortie de l'ampli op est appliquée au convertisseur A/N pour être convertie en un nombre binaire proportionnel. Le principal avantage d'un ampli S/H est qu'il stocke la tension analogique pendant l'intervalle d'échantillonnage. Dans certains signaux haute fréquence, la tension analogique peut augmenter ou diminuer pendant l'intervalle d'échantillonnage ; ceci n'est pas souhaitable car cela confond le convertisseur A/N et introduit ce que l'on appelle une erreur d'ouverture. L'amplificateur S/H, cependant, stocke la tension sur le condensateur ; avec la tension constante pendant l'intervalle d'échantillonnage, la quantification est précise. Il existe de nombreuses façons de traduire une tension analogique en un nombre binaire. Les sections suivantes décrivent les plus courantes., , Convertisseurs d'approximations successives. Ce convertisseur contient un registre d'approximations successives (SAR) de 8 bits, comme illustré à la Fig. 7-20. Une logique spéciale dans le registre provoque l'activation de chaque bit un par un de MSB à LSB jusqu'à ce que la valeur binaire la plus proche soit stockée dans le registre. Le signal d'entrée d'horloge définit le taux d'activation et de désactivation des bits. Supposons que le SAR est initialement réinitialisé à zéro. Lorsque la conversion est lancée, le MSB est activé, produisant 10 000 000 à la sortie et faisant passer la sortie du convertisseur N/A à la moitié de l'échelle. La sortie du convertisseur N/A est appliquée à l'ampli op, qui l'applique au comparateur avec l'entrée analogique. Si la sortie du convertisseur N/A est supérieure à l'entrée, le comparateur signale au SAR d'éteindre le MSB. Le MSB suivant est activé. La sortie du convertisseur D/A passe à la valeur analogique proportionnelle, qui est à nouveau comparée à l'entrée., Si la sortie du convertisseur D/A est toujours supérieure à l'entrée, le bit sera désactivé ; si la sortie du convertisseur N/A est inférieure à l'entrée, le bit sera laissé à 1 binaire. Le MSB suivant est alors activé et une autre comparaison est effectuée. Le processus se poursuit jusqu'à ce que les 8 bits aient été activés ou désactivés et que huit comparaisons aient été effectuées. La sortie est un nombre binaire proportionnel de 8 bits. Avec une fréquence d'horloge de, Figure 7-20, , approximations successives, convertisseur, approximations successives, registre (SAR), , convertisseur A/N d'approximations successives., démarrage, conversion, analogique, entrée, , approximations, successives, registre, , , , , horloge, , comparateur, , binaire, sortie, Rf, , DC ref, convertisseur D/A, , , , , Digital Communication Techniques, , 213

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200 kHz, la période d'horloge est de 1/200 3 103 5 5 µs. Chaque décision de bit est prise pendant la période d'horloge. Pour huit comparaisons à 5 µs chacune, le temps de conversion total est de 8 3 5 5 40 µs. Les convertisseurs à approximations successives sont rapides et cohérents. Ils sont disponibles, avec des temps de conversion d'environ 0,25 à 200 µs, et des versions 8, 10, 12 et 16 bits sont disponibles. Les temps de conversion sont également exprimés en mégaéchantillons par seconde (MSPS)., Des convertisseurs d'approximations successives avec des vitesses allant jusqu'à 5 MSPS sont disponibles., Au lieu d'utiliser un convertisseur N/A avec un réseau R-2R, de nombreux nouveaux convertisseurs d'approximations successives utilisent des condensateurs au lieu de résistances dans le réseau de pondération. La partie la plus difficile de la fabrication d'un convertisseur A/N ou N/A à circuit intégré (IC) est le réseau de résistances. Il peut être fabriqué avec des résistances à couches minces ajustées au laser, mais celles-ci nécessitent des étapes de traitement très coûteuses lors de la fabrication du CI. Les résistances occupent également plus d'espace sur un circuit intégré que tout autre composant. Dans les convertisseurs A/N, le réseau R-2R occupe probablement 10 fois ou plus l'espace de tout le reste du circuit. Pour éliminer ces problèmes, un réseau de condensateurs peut être utilisé pour remplacer le réseau de résistances. Les condensateurs sont faciles à fabriquer et prennent peu de place., Le concept de base d'un réseau capacitif est illustré à la Fig. 7-21. Il s'agit d'un simple convertisseur N/A 3 bits. Notez que les condensateurs ont des poids binaires de C, C/2 et C/4. La capacité totale de tous les condensateurs en parallèle est de 2C. Les valeurs réelles des condensateurs ne sont pas pertinentes puisque les rapports des condensateurs déterminent le résultat de la conversion. Ce fait facilite également la fabrication du circuit intégré, car des valeurs de condensateur précises ne sont pas nécessaires. Seulement, le rapport doit être soigneusement contrôlé, et cela est plus facile à faire lors de la fabrication du CI qu'avec des résistances d'ajustement au laser. Les commutateurs de ce schéma représentent des commutateurs MOSFET, dans le circuit réel. Un registre d'approximations successives de 3 bits actionne les commutateurs, étiquetés S1 à S4. Pour démarrer la conversion, les commutateurs SC et Sin sont fermés, et les commutateurs S1 à S4 connectent Vi aux condensateurs, qui sont en parallèle à ce moment. Le comparateur est temporairement en court-circuit. Le signal analogique d'entrée à échantillonner et à convertir Vi est appliqué à tous les condensateurs, amenant chacun à se charger jusqu'à la valeur de signal actuelle. Ensuite, les commutateurs SC et Sin sont ouverts, stockant la valeur actuelle du signal sur les condensateurs. Étant donné que les condensateurs stockent la valeur d'entrée au moment de l'échantillonnage, aucun circuit S/H séparé n'est nécessaire. Le registre d'approximations successives et le commutateur de circuit associé, la tension de référence VREF aux différents condensateurs dans une séquence spécifique, et le comparateur examine la tension résultante à chaque étape et prend une décision concernant, , BON À SAVOIR, Résistances sur circuits intégrés , prennent plus de place que les autres composants. Pour économiser de l'espace dans IC, la conception de puces, les réseaux de résistances, peuvent être repensés en tant que condensateurs, réseaux., , Figure 7-21, , Un convertisseur N/A à condensateur commuté utilisé dans les nouveaux convertisseurs A/N à approximations successives., , Sc , Bit 1, (MSB), , Bit 3, (LSB), , Bit 2, , , A, Ctotal ⫽ 2C, , C, S1, , Vi, , C/2, S2, , Sin, , VREF, , 214, , Chapitre 7, , C/4, S3, , C/4, S4, , ⫹, Comparateur

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whether a 0 or 1 results from the comparison at each step. For example, in the irst, step S1 connects VREF to capacitor C, and all other capacitors are switched to ground, via S2 to S4. Capacitor C forms a voltage divider with all the other capacitors in parallel. The comparator looks at the junction of the capacitors (node A) and then outputs, a 0 or 1 depending upon the voltage. If the voltage at the junction is greater than the, comparator threshold (usually one-half of the supply voltage), a 0 bit appears at the, comparator output and is also stored in an output register. If the voltage at the junction, is less than the threshold, a 1 bit appears at the comparator output and is stored in the, output register. If a 1 bit occurs, capacitor C remains connected to VREF throughout, the remainder of the conversion., The process continues by connecting the C/2 capacitor from ground to VREF, and, the comparison again takes place and another output bit is generated. This process, continues until all capacitor voltages have been compared. During this process, the initial, charges on the capacitors are redistributed according to the value of the input voltage., The binary output appears in the successive-approximations register., The circuit is easily expanded with more capacitors to produce a greater number of, output bits. Both positive and negative reference voltages can be used to accommodate, a bipolar input signal., A switched-capacitor network makes the A/D converter very small. It can then be, easily integrated into other circuits. A typical case is an A/D converter integrated into a, microcontroller chip with memory., , Flash Converters. A lash converter takes an entirely different approach to the A/D, conversion process. It uses a large resistive voltage divider and multiple analog, comparators. The number of comparators required is equal to 2N 2 1, where N is the, number of desired output bits. A 3-bit A/D converter requires 23 2 1 5 8 2 1 5 7, comparators (see Fig. 7-22)., The resistive voltage divider divides the dc reference voltage range into a number of equal increments. Each tap on the voltage divider is connected to a separate, analog comparator. All the other comparator inputs are connected together and driven, by the analog input voltage. Some comparators will be on and others will be off,, depending on the actual value of input voltage. The comparators operate in such a, way that if the analog input is greater than the reference voltage at the divider tap,, the comparator output will be binary 1. For example, if the analog input voltage in, Fig. 7-22 is 4.5 V, the outputs of comparators 4, 5, 6, and 7 will be binary 1. The, other comparator outputs will be binary 0. The encoder logic, which is a special, combinational logic circuit, converts the 7-bit input from the comparators to a 3-bit, binary output., Successive-approximations converters generate their output voltage after the circuits, go through their decision-making process. The lash converter, on the other hand, produces a binary output almost instantaneously. Counters do not have to be incremented,, and a sequence of bits in a register does not have to be turned on and off. Instead, the, lash converter produces an output as fast as the comparators can switch and the signals, can be translated to binary levels by the logic circuits. Comparator switching and logic, propagation delays are extremely short. Flash converters, therefore, are the fastest type, of A/D converter. Conversion speeds of less than 100 ns are typical, and speeds of less, than 0.5 ns are possible. Flash speeds are given in MSPS or gigasamples per second, (GSPS) or 109 samples per second. Flash A/D converters are complicated and expensive, because of the large number of analog comparators required for large binary numbers., The total number of comparators required is based upon the power of 2. An 8-bit lash, converter has 28 2 1 5 255 comparator circuits. Obviously, ICs requiring this many, components are large and dificult to make. They also consume much more power than, a digital circuit because the comparators are linear circuits. Yet for high-speed conversions, they are the best choice. With the high speed they can achieve, high-frequency, signals such as video signals can be easily digitized. Flash converters are available with, output word lengths of 6, 8, and 10., Digital Communication Techniques, , Flash converter, , 215

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Figure 7-22, , Un convertisseur flash., Comparateurs, , Analogique, entrée, , 7V, , , 1, , CC, réf, , 6V, , 5V, , , 2, , Binaire, sortie, , , 3, , 0, , 4V, , 3V, , , 44, , Codeur, logique, circuits, , 1, , , 5, , 2V, , , 6, , 1V, , , 7, , 1, , Exemple 7-3, Le la plage de tension d'un convertisseur A/N qui utilise des nombres de 14 bits est de 26 à 16 V. Trouver, (a) le nombre de niveaux discrets (codes binaires) qui sont représentés, (b) le nombre d'incréments de tension utilisés pour diviser la plage de tension totale, et (c) la résolution de numérisation exprimée comme le plus petit incrément de tension., a. 2N 5 214 5 16 384, b. 2N 2 1 5 16 384 2 1 5 16 383, c. La plage de tension totale est de 26 à 16 V, ou 12 V ; ainsi,, Résolution 5, , 216, , Chapitre 7, , 12, 5 0,7325 mV, 16 383, , ou, , 732,5 µV

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Figure 7-23, , Un convertisseur pipeline 8 bits à deux étages., Différentiel, amp, ⫹, , 4 bits, flash, , , Amplificateur, 4 bits, flash, Entrée analogique, de S/H amp, , 4 bits, DAC, , Plus, significatif, bits, , Moins, significatif, bits, Registre de stockage 8 bits, , Sortie 8 bits, , Pipelined Converters. Un convertisseur pipeline est un convertisseur qui utilise deux ou plusieurs convertisseurs lash basse résolution pour obtenir une vitesse plus élevée et une résolution plus élevée que les convertisseurs d'approximations successives mais moins qu'un convertisseur lash complet. Les convertisseurs flash à haute résolution avec plus de 8 bits sont essentiellement peu pratiques car le grand nombre de comparateurs requis rend la consommation d'énergie très élevée. Cependant, il est possible d'utiliser plusieurs convertisseurs lash avec un nombre de bits plus petit pour atteindre des vitesses de conversion très élevées et une résolution plus élevée. Un exemple est le convertisseur pipeline 8 bits à deux étages illustré à la Fig. 7-23. Le signal d'entrée analogique échantillonné d'un amplificateur échantillonneur/bloqueur (S/H) est appliqué à un convertisseur lash 4 bits qui génère les 4 bits les plus significatifs. Ces bits sont appliqués à un DAC 4 bits et reconvertis en analogique. Le signal de sortie du DAC est ensuite soustrait du signal d'entrée analogique d'origine dans un amplificateur différentiel. Le signal analogique résiduel représente la partie la moins significative du signal. Il est amplifié et appliqué à un second convertisseur lash 4 bits. Sa sortie représente les 4 bits les moins significatifs de la sortie., Avec seulement deux convertisseurs lash 4 bits, seuls 30 comparateurs sont nécessaires pour obtenir une résolution de 8 bits. Sinon, il faudrait 255 comparateurs, comme indiqué précédemment. Le compromis ici est une vitesse inférieure. Un convertisseur en pipeline est évidemment plus lent car il doit subir une conversion en deux étapes, une dans chaque convertisseur lash. Cependant, le résultat global reste très rapide, bien plus rapide que celui de n'importe quel convertisseur à approximations successives. Ce principe peut être étendu à trois, quatre ou plusieurs étages de pipeline pour atteindre des résolutions de 12, 14 et 16 bits. . Des vitesses aussi élevées que 10 GSPS sont possibles avec cet arrangement. La vitesse est la vitesse d'échantillonnage la plus rapide que l'ADC peut atteindre. Des taux inférieurs peuvent être utilisés. Les ADC modernes peuvent échantillonner à des taux allant jusqu'à 20 GSPS. La résolution est liée au nombre de bits. La résolution indique la plus petite tension d'entrée reconnue par le convertisseur et correspond à la tension de référence VREF divisée par 2N , où N est le nombre de bits de sortie. Les ADC avec des résolutions de 8, 10, 12, 14, 16,, 18, 20, 22 et 24 sont utilisés dans une large gamme d'applications., Digital Communication Techniques, , 217

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La plage dynamique est une mesure de la plage de tensions d'entrée qui peut être convertie. Elle est exprimée comme le rapport de la tension d'entrée maximale à la tension minimale reconnaissable et convertie en décibels. Dans tout CAN, la tension d'entrée minimale est simplement la valeur de la tension LSB ou 1. L'entrée maximale est simplement liée au code de sortie maximal ou 2N 2 1, où N est le nombre de bits. Par conséquent, vous pouvez exprimer la plage dynamique avec l'expression, 20 log 2N 2 1, ou simplement, 1, La plage dynamique d'un convertisseur 12 bits est alors, dB 5, , 20 log(2N 2 1), , dB 5 20 log (212 2 1) 5 20 log (4096 2 1) 5 20 log 4095 5 72,24 dB, Plus la valeur en décibels est élevée, mieux c'est., Le rapport signal sur bruit (S/N) (SNR) joue un rôle majeur dans les performances d'un CAN. Il s'agit du rapport entre la tension réelle du signal d'entrée et le bruit total dans le système. Le bruit provient d'une combinaison de bruit lié à l'horloge, d'ondulation de l'alimentation, de signal externe, de couplage et de bruit de quantification. Le bruit d'horloge peut être minimisé en plaçant le câblage d'horloge, loin de l'ADC et en minimisant la gigue sur le signal d'horloge. Bon bypass sur l'alimentation, l'alimentation devrait prendre en charge la plupart des bruits d'ondulation. Ensuite, blinder le convertisseur réduira les signaux, couplés par couplage inductif ou capacitif. Le bruit de quantification est une tout autre affaire., Il est le résultat du processus de conversion lui-même et ne peut pas être réduit au-delà d'un certain point., Le bruit de quantification est une tension réelle qui se manifeste sous forme de bruit ajouté au signal d'entrée analogique à la suite de la erreur produite lors de la conversion d'un signal analogique en sa valeur numérique la plus proche. Vous pouvez voir cette erreur si vous la tracez sur la plage de tension d'entrée, comme illustré à la Fig. 7-24. Cette figure est un graphique montrant la tension d'entrée et le code de sortie associé dans un simple ADC 3 bits. La résolution 1-LSB est VR/2N . Sous le tracé se trouve le bruit ou la tension d'erreur. Lorsque la tension d'entrée ADC est exactement égale à la tension, représentée par chaque code de sortie, l'erreur est nulle. Mais à mesure que la différence de tension entre la tension d'entrée réelle et la tension représentée par le code augmente, le, , Figure 7-24, , Le bruit de quantification est l'erreur résultant de la différence entre le niveau du signal d'entrée et les niveaux de quantification disponibles ., 111, 110, 1 LSB, , Sortie numérique, , 101, 100, 011, 010, 001, 000, 0, , Quantification, erreur, tension, 1 LSB, , 0, , 218, , Chapitre 7, , VREF , 8, , VREF 3VREF VREF 5VREF 3VREF 7VREF VREF, 4, 8, 2, 8, 4, 8, Entrée (V)

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Figure 7-25, , Un tracé dans le domaine fréquentiel du bruit de quantification et des tensions de signal., , 0, Entrée, signal, (rms), , 10, 20, 30, 40, dB, , SNR = 83 dB, , 50 , Bruit, , 60, , Moyenne, (rms), bruit, tension, , 70, 80, 90, Fréquence, , la tension d'erreur augmente. Le résultat est une tension d'erreur en dents de scie qui devient en fait un bruit ajouté au signal d'entrée. Heureusement, le pic de bruit maximum n'est que de 1 LSB, mais cela peut réduire la précision de la conversion en fonction du niveau du signal d'entrée. Quantification, le bruit peut être réduit en utilisant un convertisseur avec un plus grand nombre de bits, car cela réduit le bruit maximum représenté par la valeur LSB. Une autre façon de montrer le bruit de quantification est donnée à la Fig. 7-25. Si vous pouviez prendre la sortie binaire de l'ADC et la reconvertir en analogique dans un DAC, puis afficher un tracé dans le domaine fréquentiel du résultat, voici ce que vous verriez. Le bruit, qui est principalement un bruit de quantification, a plusieurs composantes de fréquence sur une large gamme de fréquences. La grande ligne verticale représente la tension du signal d'entrée analogique en cours de conversion. Ce graphique montre également le rapport signal sur bruit en décibels. La valeur efficace de la tension du signal et la valeur efficace moyenne du bruit sont utilisées pour calculer la valeur en décibels du SNR. Une spécification connexe est la plage dynamique libre parasite (SFDR). Voir Fig. 7-26. Il s'agit du rapport entre la tension efficace du signal et la valeur de tension de la « spur » la plus élevée exprimée en, , Figure 7-26, , Spurious free dynamic range (SFDR), , SFDR est la différence entre la tension du signal et la plus haute dérivation , tension., 0, 10, , Signal, , 20, 30, , 65-dB SFDR, , dB, , 40, 50, 60, "Spur" le plus élevé, 70, 80, 90, Fréquence, , Digital Communication Techniques, , 219

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décibels. Une impulsion est tout signal parasite ou indésirable pouvant résulter d'une intermodulation ou d'une distorsion. Il s'agit de la formation de signaux résultant d'un mélange ou d'une modulation, action provoquée par toute caractéristique non linéaire du circuit du convertisseur, d'un amplificateur ou d'un circuit ou composant associé. Les éperons sont des sommes ou des différences entre les différents signaux présents et leurs harmoniques. Comme vous pouvez vous en douter, tout bruit, harmonique ou signal parasite s'additionne et réduit fondamentalement la résolution d'un ADC. Souvent, le niveau de bruit combiné est supérieur à la valeur LSB, de sorte que seuls les bits les plus significatifs définissent réellement l'amplitude du signal., Cet effet est exprimé par une mesure connue sous le nom de nombre effectif de bits (ENOB)., ENOB est calculé avec le expression, ENOB 5, , SINAD 2 1,76, 6,02, , SINAD est le rapport de l'amplitude du signal à tout le bruit plus la distorsion harmonique, dans le circuit. SINAD dans un ADC totalement exempt de bruit et de distorsion est de 6,02N 1 1,76, où N est le nombre de bits de résolution. C'est la meilleure figure SINAD possible, et elle sera moindre dans un convertisseur pratique., , Exemple 7-4, 1. Calculer le SINAD pour un convertisseur 12 bits., 2. Calculer l'ENOB pour un convertisseur avec un SINAD de 78 dB., Solution, 1. SINAD 5 6.02(12) 1 1.76 5 74 dB, 2. ENOB 5 (78 2 1.76)y6.02 5 12.66 bits, ou seulement 12 bits., , Sigma-delta (o¢ ) convertisseur, , convertisseur de suréchantillonnage, , 220, , convertisseur Sigma-Delta. Une autre forme populaire d'ADC est le convertisseur sigma-delta (o¢). Également connu sous le nom de convertisseur delta-sigma ou d'équilibre de charge, ce circuit offre une précision extrême, une large plage dynamique et un faible bruit par rapport aux autres convertisseurs. Il est disponible avec des longueurs de mot de sortie de 18, 20, 22 et 24 bits. Ces convertisseurs sont largement utilisés dans les applications audio numériques, par exemple, les lecteurs de CD, DVD et MP3, ainsi que dans les applications industrielles et géophysiques où les données de capteurs à faible vitesse doivent être capturées et numérisées. Ils ne sont pas conçus pour les applications à haute vitesse et ne sont pas adaptables aux applications dans lesquelles de nombreux canaux séparés doivent être multiplexés en un seul. Le convertisseur o¢ est ce qu'on appelle un convertisseur de suréchantillonnage. Il utilise une horloge ou une fréquence d'échantillonnage plusieurs fois supérieure au taux de Nyquist minimum requis pour les autres types de convertisseurs. Les taux de conversion sont généralement de 64 à 128 fois ou plus la fréquence la plus élevée, dans le signal d'entrée analogique. Par exemple, supposons un signal musical avec des harmoniques jusqu'à 24 kHz. Un convertisseur d'approximations successives devrait échantillonner cela à un taux de deux fois ou plus (plus de 48 kHz) pour éviter le repliement et la perte de données. Un convertisseur o¢ utiliserait une horloge ou une fréquence d'échantillonnage dans la plage de 1,5 à 3 MHz. Des taux d'échantillonnage de plusieurs centaines de fois le signal d'entrée le plus élevé ont été utilisés. La raison en est que le bruit de quantification est réduit d'un facteur égal à la racine carrée du rapport de suréchantillonnage. Plus la fréquence d'échantillonnage est élevée, plus le bruit est faible et, par conséquent, plus la plage dynamique est large. Les techniques de suréchantillonnage utilisées dans le convertisseur sigma-delta traduisent essentiellement le bruit à une fréquence plus élevée qui peut être facilement filtrée par un filtre passe-bas. Avec un niveau de bruit inférieur, des niveaux d'entrée inférieurs peuvent être convertis, ce qui donne au convertisseur plus , plage dynamique. N'oubliez pas que la plage dynamique est la différence entre les niveaux de tension de signal les plus bas et les plus élevés que le convertisseur peut résoudre, exprimée en décibels. Bien sûr, Chapitre 7

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Figure 7-27, , Un convertisseur sigma-delta ( © ¢ )., Intégrateur, , Différentiel, amplificateur, Vi, , , , Comparateur, , , , , Bit série, flux, , , , ⫹, , , Horloge, , ⫾1 V, , 1 bit, convertisseur N/A, , filtre numérique, ou, décimateur, , sortie série, , sortie binaire parallèle, (18–24 bits), , l'autre avantage de cette technique est que l'aliasing n'est pas plus un gros problème. Souvent, un simple filtre passe-bas RC est nécessaire pour fournir une protection adéquate contre les effets de repliement. La Fig. 7-27 montre le circuit o¢ de base. L'entrée est appliquée à un amplificateur différentiel, qui soustrait la tension de sortie d'un convertisseur N/A 1 bit du signal d'entrée. Ce convertisseur N/A est piloté par la sortie du comparateur. Si la sortie est un 1 binaire, le convertisseur D/A produit 11 V. Si la sortie du comparateur est un 0 binaire, le convertisseur D/A produit un, 21 V. Cela définit la plage de tension d'entrée à 11 V., La sortie de l'ampliier différentiel est moyenné dans un intégrateur. La sortie de l'intégrateur est comparée à la masse (0 V) dans le comparateur. Le comparateur est cadencé par un oscillateur d'horloge externe de sorte que le comparateur produit une décision de bit de sortie pour chaque cycle d'horloge. Le flux binaire résultant de 0 et de 1 binaires représente le signal d'entrée analogique variable. Ce flux de bits série est envoyé à un filtre numérique ou décimateur qui produit le mot de sortie binaire final. Lorsque le signal d'entrée est appliqué, le convertisseur o¢ produit une sortie de flux de bits série, qui représente la valeur moyenne de l'entrée. Le circuit en boucle fermée amène le signal d'entrée à être comparé à la sortie du convertisseur N/A à chaque cycle d'horloge, ce qui entraîne une décision de comparateur qui peut ou non modifier la valeur du bit ou la sortie du convertisseur N/A., Si l'entrée Si le signal augmente, le convertisseur N/A produira continuellement des 1 binaires de sorte que la moyenne dans l'intégrateur augmente. Si le signal d'entrée diminue, le comparateur passe au 0 binaire, forçant la sortie du convertisseur N/A à 21 V. Ce qui se passe, c'est que la sortie du convertisseur N/A, moyennée sur plusieurs cycles, produit une sortie égale à l'entrée, tension. La boucle fermée essaie continuellement de forcer la sortie de l'amplificateur différentiel à zéro. Pour clarifier, considérez la sortie du convertisseur N/A qui bascule entre 11 et 21 V. Si la sortie est constituée d'impulsions binaires de 1 s ou 11 V, la valeur moyenne au N/A, la sortie du convertisseur est juste de 11. Si l'entrée du convertisseur N/A est entièrement composée de 0 binaires, une série d'impulsions de 21 V se produit, ce qui fait que la sortie est en moyenne de 21 V sur de nombreux cycles. Supposons maintenant que l'entrée du convertisseur N/A soit une série de 0 et de 1 binaires alternés., Digital Communication Techniques, , 221

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Décimateur, , La sortie du convertisseur N/A est de 11 V pour un cycle et de 21 V pour le cycle suivant. La moyenne dans le temps est nulle. Vous pouvez maintenant voir qu'avec plus de 1 binaires à l'entrée du convertisseur N/A, la sortie moyenne dépassera zéro. Avec un flux de plus de 0 binaires, la moyenne deviendra négative. La densité des 0 ou des 1 détermine la valeur de sortie moyenne dans le temps. La sortie du comparateur est alors un flux binaire qui représente la moyenne de la valeur d'entrée. Il s'agit d'une sortie non binaire continue., Ce flux binaire série n'est pas très utile tel quel. Par conséquent, il est passé à travers un filtre numérique appelé décimateur. Ce iltre utilise des techniques de traitement numérique du signal (DSP), qui sortent du cadre de ce livre. Mais l'effet global du filtre est de faire la moyenne numérique du train de bits série et de produire des mots de sortie séquentiels multibits qui sont entrés, effectuer une moyenne mobile de l'entrée. Le filtre ou décimateur produit des sorties binaires à une certaine fraction de la fréquence d'horloge. Le résultat global est comme si le signal d'entrée était échantillonné, à un taux beaucoup plus faible mais avec un convertisseur très haute résolution. La véritable sortie binaire, les mots peuvent être sous forme série ou parallèle., , 7-4 Modulation d'impulsions, Modulation d'impulsions, , Modulation d'amplitude d'impulsions (PAM), , La modulation d'impulsions est le processus de modification d'un signal d'impulsion binaire pour représenter les informations à transmettre. Les principaux avantages des techniques de transmission d'informations par voie binaire proviennent de la grande tolérance au bruit et de la capacité à régénérer le signal dégradé. Tout bruit ajouté au signal binaire en cours de route est généralement écrêté. En outre, toute distorsion du signal peut être éliminée en remodelant le signal avec un déclencheur de Schmitt, un comparateur ou un circuit similaire. Si des informations peuvent être transmises sur une porteuse constituée d'impulsions binaires, ces aspects des techniques binaires peuvent être utilisés pour améliorer la qualité des communications. Des techniques de modulation d'impulsions ont été développées pour tirer parti de ces qualités. Le signal d'information, généralement analogique, est utilisé pour modifier d'une manière ou d'une autre une porteuse binaire (marche/arrêt) ou pulsée., Avec la modulation d'impulsions, la porteuse n'est pas transmise en continu mais en courtes rafales, dont la durée et l'amplitude correspondent à la modulation. Le cycle de service de la porteuse est généralement raccourci de manière à ce que la porteuse soit désactivée plus longtemps que les rafales. Cet agencement permet à la puissance moyenne de la porteuse de rester faible, même lorsque des puissances de crête élevées sont impliquées. Pour une puissance moyenne donnée, les impulsions de puissance de crête peuvent parcourir une distance plus longue et surmonter plus efficacement tout bruit dans le système., Il existe quatre formes de base de modulation d'impulsions : modulation d'amplitude d'impulsion (PAM), PWM), modulation de position d'impulsion (PPM) et modulation par impulsions codées (PCM)., , Comparing Pulse-Modulation Methods, Fig. 7-28 montre un signal de modulation analogique et les différentes formes d'onde produites par, PAM, PWM, et modulateurs PPM. Dans les trois cas, le signal analogique est échantillonné, comme il le serait dans une conversion A/N. Les points d'échantillonnage sont représentés sur la forme d'onde analogique. L'intervalle de temps d'échantillonnage t est constant et soumis aux conditions de Nyquist décrites précédemment. Le taux d'échantillonnage du signal analogique doit être au moins deux fois le composant de fréquence le plus élevé de l'onde analogique. Le signal PAM de la Fig. 7-28 est une série d'impulsions de largeur constante dont les amplitudes varient, conformément à l'analogique signal. Les impulsions sont généralement étroites par rapport à la période d'échantillonnage ; cela signifie que le rapport cyclique est faible. Le signal PWM est binaire en amplitude (n'a que deux niveaux). La largeur ou durée des impulsions varie en fonction de l'amplitude du signal analogique : Aux basses tensions analogiques, les impulsions sont étroites ; aux amplitudes plus élevées, les impulsions deviennent plus larges. En PPM, les impulsions changent de position en fonction de l'amplitude du signal analogique. Les impulsions sont très étroites. Ces signaux impulsionnels peuvent être transmis sous forme de bande de base, mais dans la plupart des applications, ils modulent une porteuse radio haute fréquence. Ils allument et éteignent le porte-bébé en fonction de leur forme., , 222, , Chapitre 7

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Figure 7-28, , Types de modulation d'impulsions., , Échantillons, , Analogique, entrée, , Temps d'échantillonnage t ⫽, , 1, f, , t, , Largeur constante, impulsions d'amplitude variable, , PAM, , Amplitude constante, variable impulsions de largeur (durée), , PWM, , PPM, impulsions à amplitude constante et à position variable, , Parmi les quatre types de modulation d'impulsions, la PAM est la plus simple et la moins coûteuse à mettre en œuvre. D'autre part, comme les impulsions varient en amplitude, elles sont beaucoup plus sensibles au bruit, et les techniques d'écrêtage pour éliminer le bruit ne peuvent pas être utilisées car elles supprimeraient également la modulation. PWM et PPM sont binaires et donc l'écrêtage peut être utilisé pour réduire le niveau de bruit. Bien que les techniques de modulation d'impulsions soient connues depuis des décennies, elles ne sont plus largement utilisées. Parmi les trois types, PWM est le plus courant. Un exemple est à des fins de télécommande, par exemple, dans des modèles réduits d'avions, de bateaux et de voitures. Les méthodes de modulation de largeur d'impulsion (PWM) sont également utilisées dans les alimentations à découpage (convertisseurs continu-continu, régulateurs, etc.), le contrôle de la vitesse du moteur, ainsi que dans les amplificateurs de puissance à découpage audio de classe D. Aujourd'hui, la modulation d'impulsions Les techniques ont été largement remplacées par des techniques numériques plus avancées telles que la modulation par impulsions et codage (PCM), dans laquelle des nombres binaires réels, représentant les données numériques, sont transmis., , Modulation par impulsions et codage, la technique la plus largement utilisée pour numériser les signaux d'information pour les données électroniques, la transmission est une modulation par impulsions et codage (PCM). Les signaux PCM sont des données numériques série. Là, il y a deux façons de les générer. Le plus courant consiste à utiliser un circuit S/H et un convertisseur A/N traditionnel pour échantillonner et convertir le signal analogique en une séquence de mots binaires, convertir les mots binaires parallèles en forme série et transmettre les données en série, 1 bit à la fois. La deuxième méthode consiste à utiliser le modulateur delta décrit précédemment., Digital Communication Techniques, , Pulse-code modulation (PAM), , 223

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Figure 7-29, , Système PCM de base., Le convertisseur A/N convertit les échantillons en mots parallèles de 8 bits, , Le circuit S/H échantillonne le signal analogique, Analogique, signal, , Convertisseur A/N, , S/H, , Démarrage , conversion, , registre à décalage convertit les données parallèles en série, registre à décalage, signal numérique série, horloge, , PCM traditionnel. Dans le PCM traditionnel, le signal analogique est échantillonné et converti en une séquence de mots binaires parallèles par un convertisseur A/N. Le mot de sortie binaire parallèle est converti en un signal série par un registre à décalage (voir Fig. 7-29). Chaque fois qu'un échantillon est prélevé, un mot de 8 bits est généré par le convertisseur A/N. Ce mot doit être transmis en série avant qu'un autre échantillon soit prélevé et qu'un autre mot binaire soit généré. Les signaux d'horloge et de démarrage de la conversion sont synchronisés de sorte que le signal de sortie résultant soit un train continu de mots binaires. La Fig. 7-30 montre les signaux de synchronisation. Le signal de conversion de démarrage déclenche le S/H, maintient la valeur échantillonnée et démarre le convertisseur A/N. Une fois la conversion terminée, le mot parallèle du convertisseur A/N est transféré dans le registre à décalage. L'horloge, les impulsions commencent à décaler les données 1 bit à la fois. Lorsqu'un mot de 8 bits a été transmis, une autre conversion est initiée et le mot suivant est transmis. Dans la Fig. 7-30, le premier mot envoyé est 01010101 ; le deuxième mot est 00110011., À l'extrémité de réception du système, les données série sont décalées dans un registre à décalage (voir, Fig. 7-31). Le signal d'horloge est dérivé des données pour assurer une synchronisation exacte avec les données transmises. (Le processus de récupération d'horloge est décrit au chapitre 11.) Une fois qu'un mot de 8 bits se trouve dans le registre, le convertisseur N/A le convertit en une sortie analogique proportionnelle. Ainsi, le signal analogique est reconstruit un échantillon à la fois lorsque chaque mot binaire, représentant un échantillon, est converti en la valeur analogique correspondante. La sortie du convertisseur N/A est une approximation échelonnée du signal d'origine. Ce signal peut être passé à travers un filtre passe-bas pour lisser les pas., , Companding. La compression-extension est un processus de compression et d'expansion du signal utilisé pour surmonter les problèmes de distorsion et de bruit dans la transmission des signaux audio., La plage des niveaux d'amplitude de la voix dans le système téléphonique est d'environ 1000 : 1., En d'autres termes, le le pic vocal d'amplitude la plus élevée est environ 1 000 fois le plus petit signal vocal ou 1 000 : 1, ce qui représente une plage de 60 dB. Si un quantificateur avec 1000 incréments, , Companding, , Figure 7-30, , Signaux de synchronisation pour PCM., 1, , 2, , 3, , 4, , 5, , 6, , 7, , 8, , 1, , 2, , 3, , 4, , Horloge, Démarrage, conversion, Sortie de données série, registre à décalage, , 1er mot, , 224, , Chapitre 7, , 2e mot, , 5, , 6, , 7, , 8

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Figure 7-31, , Conversion PCM vers analogique au niveau du récepteur., Série, données, entrée, , Registre à décalage, , Horloge, , Sortie signal analogique, Convertisseur N/A, , ont été utilisés, une représentation de signal analogique de très haute qualité serait être atteint. Par exemple, un convertisseur A/N avec un mot de 10 bits peut représenter 1024 niveaux individuels. Un convertisseur A/N 10 bits fournirait une excellente représentation du signal. Si la tension audio de crête maximale était de 1 V, le plus petit incrément de tension serait de 1/1023 de celui-ci, soit 0,9775 mV. Il s'avère qu'il n'est pas nécessaire d'utiliser autant de niveaux de quantification pour la voix et, dans la plupart des cas, Dans les systèmes PCM, un convertisseur A/N 7 ou 8 bits est utilisé pour la quantification. Un format populaire consiste à utiliser un code à 8 bits, où 7 bits représentent 128 niveaux d'amplitude et le huitième bit désigne la polarité (0 5 1, 1 5 2). Dans l'ensemble, cela fournit 255 niveaux ; la moitié sont positifs et l'autre moitié négatifs. Bien que la plage de tension analogique du signal vocal typique soit d'environ 1 000 : 1, les signaux de niveau inférieur prédominent. La plupart des conversations se déroulent à un niveau bas et l'oreille humaine est plus sensible dans la plage de faible amplitude. Ainsi, l'extrémité supérieure de l'échelle de quantification n'est pas souvent utilisée. Étant donné que la plupart des signaux sont de bas niveau, l'erreur de quantification est relativement importante. C'est-à-dire que de petits incréments de quantification deviennent un grand pourcentage du signal de niveau inférieur. Il s'agit bien sûr d'une petite quantité de la valeur d'amplitude de crête, mais ce fait n'est pas pertinent lorsque les signaux sont de faible amplitude. L'augmentation de l'erreur de quantification peut produire un son brouillé ou déformé. En plus de leur potentiel d'augmentation de l'erreur de quantification, les signaux de bas niveau sont sensibles au bruit. Le bruit représente des pointes aléatoires ou des impulsions de tension ajoutées au signal., Le résultat est statique qui interfère avec les signaux de bas niveau et rend l'intelligibilité difficile., La compression-extension est le moyen le plus courant de surmonter les problèmes de quantification, d'erreur et de bruit. A l'extrémité de transmission du système, le signal vocal à transmettre est compressé ; c'est-à-dire que sa plage dynamique est réduite. Les signaux de niveau inférieur sont accentués et les signaux de niveau supérieur sont désaccentués., À l'extrémité de réception, le signal récupéré est envoyé à un circuit d'extension qui fait le contraire, en désaccentuant les signaux de niveau inférieur et en accentuant le niveau supérieur. signaux, ramenant ainsi le signal transmis à son état d'origine. La compression-extension améliore considérablement la qualité du signal transmis. À l'origine, les circuits de compression-extension étaient analogiques et le concept est plus facile à comprendre lorsqu'il est décrit en termes analogiques. Un type de circuit de compression analogique est un amplificateur non linéaire qui amplifie davantage les signaux de niveau inférieur que les signaux de niveau supérieur. La Fig. 7-32 illustre le processus de compression-extension. La courbe montre la relation entre l'entrée et la sortie du compander. Aux tensions d'entrée inférieures, le gain de l'amplificateur est élevé et produit des tensions de sortie élevées. Lorsque la tension d'entrée augmente, la courbe commence à s'atténuer, produisant un gain proportionnellement plus faible. La courbe non linéaire comprime les signaux de niveau supérieur tout en amenant les signaux de niveau inférieur à une amplitude plus élevée. Une telle compression réduit considérablement la plage dynamique du signal audio. La compression réduit le rapport habituel de 1000 : 1 à environ 60 : 1. Le degré de compression peut être contrôlé par une conception soignée des caractéristiques de gain de l'ampliier de compression, auquel cas la gamme de voix de 60 dB peut être réduite à plus comme 36 dB. En plus de minimiser l'erreur de quantification et les effets du bruit, la compression réduit la plage dynamique de sorte que moins de bits binaires sont nécessaires pour numériser le signal audio. Un rapport de tension de 64 : 1 pourrait être facilement mis en œuvre avec un convertisseur A/N 6 bits, mais en pratique, un convertisseur A/N 7 bits est utilisé., Techniques de communication numérique, BON À SAVOIR, La compression est la plus commun, moyen de surmonter les problèmes d'erreur de quantification et de bruit., , BON À SAVOIR, La technique la plus largement utilisée, pour numériser les signaux d'information, pour la transmission électronique de données est la modulation par impulsions et codage (PCM)., , 225

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Figure 7-32, , Courbes de compression et de détente., Vout , , Vm ln(1 Vin /Vm ), ln(1 ), , Sortie, tension, ⫹, , Compression, (transmission), , Entrée, , tension, , , , Entrée, tension, , Extension, (réception), , , Sortie, tension, , Compresseur loi µ, Compresseur loi A, , Deux types de compression de base sont utilisés dans les systèmes téléphoniques : la loi µ (prononcé « mu loi ») compander et le compander A-law. Les deux companders diffèrent légèrement dans leurs courbes de compression et d'expansion. Le compander µ-law est utilisé dans les systèmes téléphoniques aux États-Unis et au Japon, et le compander A-law est utilisé dans les réseaux téléphoniques européens. Les deux sont incompatibles, mais des circuits de conversion ont été développés pour convertir la loi µ en loi A et vice versa. Selon les réglementations internationales en matière de télécommunications, les utilisateurs de companders de loi µ sont responsables des conversions. Les formules de tension pour les deux sont les suivantes :, loi µ :, , Vout 5, , loi A : Vout 5, , Vm ln (1 1 µVin / Vm ), ln (1 1 µ), 1 1 ln (AVin / Vm ), 1 1 ln A, , où Vout 5 tension de sortie, Vm 5 tension d'entrée maximale possible, Vin 5 valeur instantanée de la tension d'entrée, La valeur de µ est généralement de 255 ; A est généralement de 87,6., , Exemple 7-5, La tension d'entrée d'un compander avec une plage de tension maximale de 1 V et un µ de 255 est de 0,25. Que sont la tension et le gain de sortie ?, Vout 5, , Vm ln (1 1 µVin / Vm ), ln (1 1 µ), , 1 ln [1 1 255(0.25)/1], ln 64.75, 4.17, 5 Chapitre 7

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Exemple 7-6, L'entrée du compander de l'exemple 7-5 est de 0,8 V. Quels sont la tension de sortie et le gain ?, Vout 5, Vout 5, , Vm ln (1 1 µVin / Vm ), ln (1 1 µ), 1 ln 31 1 255(0.8) 4/1, , ln (1 1 255), Vout, 0.96, Gain 5, 5, 5 1.2, Vin, 0.8, , 5, , ln 205, 5.32, 5, 5 1,02 V, ln 256, 5,55, , Comme le montrent les exemples, le gain d'un compandeur est plus élevé aux tensions d'entrée inférieures qu'aux tensions d'entrée supérieures., Les circuits de compression plus anciens utilisaient des méthodes analogiques telles que les amplificateurs non linéaires, décrits précédemment . Aujourd'hui, la plupart des compressions sont numériques. Une méthode consiste à utiliser un convertisseur A/N non linéaire. Ces convertisseurs fournissent un plus grand nombre d'étapes de quantification aux niveaux inférieurs qu'aux niveaux supérieurs, assurant une compression. Du côté récepteur, un convertisseur N/A non linéaire correspondant est utilisé pour fournir l'effet d'expansion de compensation opposé. La compression peut également être réalisée en numérisant le signal dans un ADC linéaire, puis en utilisant un algorithme approprié pour calculer la sortie numérique comprimée, dans un microcontrôleur intégré., , Codecs et Vocoders. Les deux extrémités de la liaison de communication dans les systèmes téléphoniques ont une capacité de transmission et de réception. Toutes les conversions A/N et N/A et les fonctions associées telles que la conversion série-parallèle et parallèle-série ainsi que la compression-extension sont généralement prises en charge par une seule puce IC à grande échelle appelée codec ou vocodeur. ., Un codec est utilisé à chaque extrémité du canal de communication. Les codecs sont généralement associés à des multiplexeurs et démultiplexeurs numériques ; des circuits d'horloge et de synchronisation complètent le système. Ces éléments sont discutés au Chap. 10., la Fig. 7-33 est un schéma fonctionnel simplifié d'un codec. L'entrée analogique est échantillonnée par l'amplificateur S/H à une fréquence de 8 kHz. Les échantillons sont quantifiés par les approximations successives, , Figure 7-33, , Codec, Vocoder, , Schéma fonctionnel simplifié d'un codec IC., CODEC, S/H, amplificateur, Analogique, entrée, , Buffer, amplificateur, , Approximations successives , compression-extension, ADC, , compression-extension, DAC, , analogique, sortie, , 8 bits, parallèle, données, série numérique, sortie de données, , décalage, registre, , décalage, registre, , série numérique, entrée de données, , horloge, , Horloge, , Techniques de communication numérique, , 227

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type de convertisseur A/N. La compression est effectuée numériquement dans le convertisseur A/N. La sortie du convertisseur A/N parallèle est envoyée à un registre à décalage pour créer la sortie de données série, qui va généralement à une entrée d'un multiplexeur numérique. L'entrée numérique série est généralement dérivée d'un démultiplexeur numérique. L'horloge décale les mots binaires représentant la voix dans un registre à décalage pour une conversion série-parallèle. Le mot parallèle de 8 bits est envoyé au convertisseur N/A, qui possède une extension numérique intégrée. La sortie analogique est ensuite mise en mémoire tampon et peut être filtrée de manière externe., La plupart des vocodeurs sont constitués de circuits à semi-conducteur à oxyde de métal complémentaire (CMOS) et font partie de grandes puces utilisées dans les systèmes téléphoniques (filaires et cellulaires)., , 7 -5 Traitement numérique du signal, , Traitement numérique du signal (DSP), , Comme les chapitres précédents l'ont souligné, la communication implique une grande partie du traitement du signal. Pour effectuer une communication, les signaux analogiques doivent être traités d'une certaine manière ; par exemple, ils peuvent être ampliiés ou atténués. Souvent, ils doivent être filtrés pour éliminer les composantes de fréquence indésirables. Ils doivent être déphasés et modulés ou démodulés. Ou ils peuvent devoir être mélangés, comparés ou analysés pour déterminer leur fréquence, leurs composantes. Des milliers de circuits ont été conçus pour traiter les signaux analogiques, et beaucoup ont été décrits dans ce livre. Bien que les signaux analogiques soient encore largement traités par des circuits analogiques, ils sont de plus en plus convertis en numérique pour la transmission et le traitement. Comme décrit précédemment dans ce chapitre, la transmission et l'utilisation de données sous forme numérique présentent plusieurs avantages importants., L'un des avantages est que les signaux peuvent désormais être manipulés par le traitement numérique du signal (DSP)., , La base du DSP, le DSP est le utilisation d'un ordinateur numérique rapide ou d'un circuit numérique pour effectuer un traitement sur des signaux numériques. N'importe quel ordinateur numérique avec une vitesse et une mémoire suffisantes peut être utilisé pour le DSP. Les processeurs de calcul à jeu d'instructions réduit (RISC) 32 bits et 64 bits ultra-rapides sont particulièrement adaptés au DSP. Cependant, le DSP est le plus souvent mis en œuvre avec des processeurs développés spécifiquement pour cette application car ils diffèrent par leur organisation et leur fonctionnement des microprocesseurs traditionnels. La technique DSP de base est illustrée à la Fig. 7-34. Un signal analogique à traiter est envoyé à un convertisseur A/N, où il est converti en une séquence de nombres binaires qui, Figure 7-34, Analogique, signal, , Concept de traitement du signal numérique., , Convertisseur A/N , , Données, Convertisseur N/A, RAM, , DSP, microprocesseur, , Programme, ROM, (maintiens, traitement, algorithme, programme), , 228, , Chapitre 7, , Analogique, sortie, , Numérique, données, sortie

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Figure 7-35, , Conversion du signal analogique en données binaires dans la RAM à traiter par le processeur DSP., , RAM, , Signal analogique, 1, 5, , 6, Échantillons à intervalles réguliers, , 2, , 7, , 3, , 4, , Convertisseur A/N, , 8, 9, , 10, , 11, , 1, 1, 0, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, , 0, 0 , 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, 0, , 1, 0, 1, 1, 1, 0, 1, 0, 0, 0, 0, , 1, 0, 0, 0 , 1, 0, 1, 1, 0, 0, 0, , 0, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 0, 1, 1, 0, , 1, 0, 0, 0, 1, 0 , 1, 1, 0, 0, 1, , 0, 1, 1, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 0, 1, , 1 1, 0 2, 1 3, 1 4, 1 5, 0 6, 0 7, 1 8, 0 9, 0 10, 1 11, , sont stockés dans une mémoire vive (RAM) en lecture/écriture. (Voir Fig. 7-35.) Un programme, généralement stocké dans une mémoire morte (ROM), effectue des manipulations mathématiques et autres sur les données. La plupart des traitements numériques impliquent des algorithmes mathématiques complexes, qui sont exécutés en temps réel ; c'est-à-dire que la sortie est produite simultanément avec l'occurrence de l'entrée. Avec le traitement en temps réel, le processeur doit être extrêmement rapide pour qu'il puisse effectuer tous les calculs sur les échantillons avant que le prochain échantillon n'arrive., Le traitement aboutit à un autre ensemble de mots de données qui peuvent ou non être stockés, dans RAM. Ils peuvent ensuite être utilisés ou transmis sous forme numérique, ou être acheminés vers un convertisseur N/A où ils sont reconvertis en un signal analogique. Le signal analogique de sortie semble alors avoir subi un traitement par un circuit analogique équivalent., Presque toutes les opérations de traitement pouvant être effectuées avec des circuits analogiques peuvent également être effectuées avec DSP. Le plus courant est le filtrage, mais l'égalisation, la compression, la phase, le décalage, le mixage, la génération de signal, la modulation et la démodulation peuvent également être programmés sur un ordinateur DSP., , Processeurs DSP, Lorsque le DSP a été développé pour la première fois dans les années 1960, seuls les plus grands et le mainframe le plus rapide, les ordinateurs étaient capables de le gérer, et même alors, dans certaines applications, le traitement en temps réel ne pouvait pas être réalisé. Au fur et à mesure que les ordinateurs devenaient plus rapides, des traitements plus sophistiqués pouvaient être effectués et en temps réel. Avec l'apparition de microprocesseurs rapides de 16 et 32 ​​​​bits, l'utilisation du DSP est devenue pratique pour de nombreuses applications, et enfin dans les années 1980 microprocesseurs spéciaux optimisés pour DSP ont été développés. Le DSP est également largement mis en œuvre par des circuits logiques numériques dédiés ou dans un FPGA. La plupart des ordinateurs et des microprocesseurs utilisent une organisation connue sous le nom d'architecture Von Neumann. On attribue généralement au physicien John Von Neumann la création du concept de programme stocké qui est à la base du fonctionnement de tous les ordinateurs numériques. Des mots binaires, représentant des instructions informatiques sont stockés séquentiellement dans une mémoire pour former un programme. Les instructions sont récupérées et exécutées une par une à grande vitesse. Le programme traite généralement les données sous la forme de nombres binaires qui sont stockés dans la même mémoire. La caractéristique clé de l'arrangement de Von Neumann est que les instructions et les données sont stockées dans un espace mémoire commun. Cet espace mémoire peut être une RAM ou une ROM de lecture/écriture ou une combinaison de celles-ci. Mais le point important est qu'il n'y a qu'un seul chemin, entre la mémoire et le CPU, et donc qu'un seul mot de données ou d'instruction est accessible à la fois. Cela a pour effet de limiter fortement la vitesse d'exécution. Cette lacune est généralement appelée goulot d'étranglement de Von Neumann., Digital Communication Techniques, , Von Neumann bottleneck, , 229

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Architecture Harvard, BON À SAVOIR, les microprocesseurs DSP sont conçus pour fonctionner aux vitesses les plus élevées possibles. Des vitesses allant jusqu'à 1 GHz ne sont pas rares. Les microprocesseurs DSP fonctionnent de la même manière, mais ils utilisent une variante appelée architecture Harvard. Dans un microprocesseur à architecture Harvard, il y a deux mémoires, une mémoire de programme ou d'instructions, généralement une ROM, et une mémoire de données, qui est une RAM. De plus, il existe deux chemins de données entrant et sortant du CPU entre les mémoires. Étant donné que les instructions et les données sont accessibles simultanément, un fonctionnement à très grande vitesse est possible., Les microprocesseurs DSP sont conçus pour effectuer les opérations mathématiques communes au DSP., La plupart des DSP sont une combinaison d'opérations de multiplication et d'addition ou d'accumulation, sur le mots de données développés par le convertisseur A/N et stockés dans la RAM. Les processeurs DSP effectuent l'addition et la multiplication plus rapidement que tout autre type de processeur, et la plupart combinent ces opérations en une seule instruction pour une vitesse encore plus grande. Les processeurs DSP contiennent au moins deux processeurs de multiplication et d'accumulation (MAC). Les microprocesseurs DSP sont conçus pour fonctionner aux vitesses les plus élevées possibles. L'horloge, des vitesses supérieures à 100 MHz sont courantes et des puces DSP avec des fréquences d'horloge aussi élevées que 1 GHz sont désormais utilisées. Certains processeurs DSP sont disponibles uniquement en tant que puce CPU, mais d'autres combinent la CPU avec une RAM de données et une ROM de programme sur puce. Certains incluent même les circuits convertisseurs A/N et N/A. Si le programme de traitement souhaité est écrit et stocké, dans la ROM, un circuit DSP monopuce complet peut être créé pour un signal analogique personnalisé, traité par des techniques numériques. De nombreux processeurs intégrés conventionnels (cœur) tels que ARM, MIPS et Power PC ont désormais des instructions DSP spéciales telles que le MAC, opération intégrée. Enfin, de nombreux circuits DSP sont intégrés ou dédiés. Au lieu d'être programmés, dans un DSP à usage général, ils sont constitués d'une logique câblée pour exécuter uniquement la fonction souhaitée, filtrage ou autre. Les matrices logiques programmables sur le terrain (FPGA) sont également largement utilisées pour mettre en œuvre un DSP personnalisé., , Applications DSP, Filtrage, , Filtrage. L'application DSP la plus courante est le filtrage. Un processeur DSP peut être programmé pour effectuer des opérations de iltre passe-bande, passe-bas, passe-haut et coupe-bande., Avec DSP, les iltres peuvent avoir des caractéristiques bien supérieures à celles des iltres analogiques équivalents : la sélectivité peut être meilleure, et la bande passante ou la bande de rejet peuvent être personnalisées en fonction de l'application. De plus, la réponse en phase du iltre peut être contrôlée plus facilement qu'avec des iltres analogiques., , Compression, , Compression. La compression des données est un processus qui réduit le nombre de mots binaires nécessaires pour représenter un signal analogique donné. Il est souvent nécessaire de convertir un signal vidéo analogique en numérique pour le stockage et le traitement. La numérisation d'un signal vidéo avec un convertisseur A/N produit une immense quantité de données binaires. Si le signal vidéo contient des fréquences jusqu'à 4 MHz, le convertisseur A/N doit échantillonner à 8 MHz ou plus rapidement. En supposant un taux d'échantillonnage de 8 MHz avec un convertisseur A/N 8 bits, 8 Mo/s seront produits. Numériser 1 min de vidéo équivaut à 60 s 3 8 Mo, soit 480 Mo de données. Cette quantité de données nécessite une quantité massive de RAM, bien qu'un disque dur puisse stocker ces données. En termes de communication de données, il faudrait beaucoup de temps pour transmettre cette quantité de données en série. Pour résoudre ce problème, les données sont compressées. De nombreux algorithmes ont été développés pour compresser les données. Les exemples sont MPEG-2 et MPEG-4, largement utilisés dans la photographie et la vidéo numériques. Les données sont examinées pour la redondance et d'autres caractéristiques, et un nouveau groupe de données, basé sur diverses opérations mathématiques, est créé., Les données peuvent être compressées par un facteur allant jusqu'à 100 ; en d'autres termes, les données compressées représentent 1/100 de leur taille d'origine. Avec la compression, 480 Mo de données deviennent 4,8 Mo. C'est encore beaucoup, mais c'est maintenant dans les capacités des composants standard de RAM et de stockage sur disque. Les données audio sont également compressées. Un exemple est MP3, l'algorithme utilisé dans les lecteurs de musique portables. La compression est également largement utilisée dans les téléphones portables pour le stockage de la voix et le temps de transmission., , 230, , Chapitre 7

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Une puce DSP effectue la compression des données reçues du convertisseur A/N. La version compressée des données est ensuite stockée ou transmise. Dans le cas de la communication de données, la compression réduit considérablement le temps nécessaire pour transmettre les données., Lorsque les données sont nécessaires, elles doivent être décompressées. Un algorithme DSP à calcul inverse est utilisé pour reconstruire les données d'origine. Encore une fois, une puce DSP spéciale est utilisée à cette fin., , Analyse du spectre. L'analyse du spectre est le processus d'examen d'un signal pour déterminer son contenu fréquentiel. Rappelons que tous les signaux non sinusoïdaux sont une combinaison d'une onde sinusoïdale fondamentale à laquelle ont été ajoutées des ondes sinusoïdales harmoniques de fréquence, d'amplitude et de phase différentes. Un algorithme connu sous le nom de transformée de Fourier discrète (DFT) peut être utilisé dans un processeur DSP ou FPGA pour analyser la fréquence, le contenu d'un signal d'entrée. Le signal d'entrée analogique est converti en un bloc de données numériques, qui est ensuite traité par le programme DFT. Le résultat est une sortie dans le domaine fréquentiel qui indique le contenu du signal en termes de fréquences d'onde sinusoïdale, d'amplitudes et de phases. La DFT est un programme complexe dont l'exécution est longue et fastidieuse. En général, les ordinateurs ne sont pas assez rapides pour effectuer la DFT en temps réel lorsque le signal se produit. Par conséquent, une version spéciale de l'algorithme a été développée pour accélérer le calcul. Connue sous le nom de transformée de Fourier rapide (FFT), elle permet l'analyse du signal et du spectre en temps réel. Autres applications. Comme mentionné, le DSP peut faire presque tout ce que les circuits analogiques peuvent faire, par exemple le déphasage, l'égalisation et la moyenne du signal. La moyenne du signal est le processus d'échantillonnage d'un signal analogique récurrent qui est transmis en présence de bruit. Si le signal est converti à plusieurs reprises en numérique et que la moyenne mathématique des échantillons est prise, le rapport signal sur bruit est grandement amélioré. Étant donné que le bruit est aléatoire, sa moyenne tend à être nulle. Le signal, qui est constant et immuable, se transforme en une version sans bruit de lui-même. Le DSP peut également être utilisé pour la synthèse du signal. Les formes d'onde de n'importe quelle forme ou caractéristique peuvent être stockées sous forme de modèles de bits numériques dans une mémoire. Ensuite, lorsqu'il est nécessaire de générer un signal avec une forme spéciique, le motif binaire est appelé et transmis au DAC, qui génère la version analogique. Ce type de technique est utilisé dans la voix et la synthèse musicale., La modulation, le mixage et la démodulation sont également faciles à mettre en œuvre dans le DSP., Le DSP est largement utilisé dans les lecteurs de CD, les modems, tous les téléphones portables et une variété d'autres appareils courants. produits électroniques. Son utilisation dans la communication augmente à mesure que les processeurs DSP deviennent encore plus rapides. Certains processeurs DSP rapides ont été utilisés pour exécuter toutes les fonctions normales du récepteur de communication depuis les étages IF jusqu'à la récupération du signal. Les radios entièrement numériques ou définies par logiciel (SDR) sont désormais une réalité., , Analyse du spectre, , Transformée de Fourier discrète (DFT), , Transformée de Fourier rapide (FFT), , Radios définies par logiciel (SDR), , Works, Les techniques mathématiques avancées utilisées dans DSP dépassent la portée de ce livre, et certainement au-delà des connaissances requises des ingénieurs et techniciens en électronique, dans leur travail. Pour la plupart, il suffit de savoir que les techniques existent. Cependant, sans s'embourber dans les calculs, il est possible de donner un aperçu du fonctionnement d'un circuit DSP. Par exemple, il est relativement facile de visualiser la numérisation d'un signal analogique en un bloc de mots binaires séquentiels représentant les amplitudes des échantillons, puis d'imaginer que les mots binaires représentant le signal analogique sont stockés dans une RAM (voir Fig. 7-35). Une fois que le signal est sous forme numérique, il peut être traité de différentes manières. Deux applications courantes sont le filtrage et l'analyse de spectre., , Filtrer les applications. L'un des iltres DSP les plus populaires est appelé un iltre à réponse impulsionnelle infinie (FIR). Il est aussi appelé filtre non récursif. (Un filtre non récursif est un filtre dont la sortie n'est fonction que de la somme des produits des échantillons d'entrée actuels.), Digital Communication Techniques, , Filtre à réponse impulsionnelle finie (FIR), ou filtre non récursif, , 231

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Figure 7-36, , Schéma fonctionnel montrant l'algorithme de traitement d'un filtre FIR non récursif., x(n), , Delay, , ⫻ h0, , Delay, , ⫻ h1, , Delay, , ⫻ h2, , ⫻ hN2 , , hN1, , y(n), Filtre N-tap, , Ligne à retard, , Filtre à réponse impulsionnelle infinie (IIR), , Décimation dans le temps (DIT), , Groupe, Etape, , 232, , Un programme peut être écrit pour créer un iltre passe-bas, passe-haut, passe-bande ou coupe-bande, de type FIR. L'algorithme d'un tel filtre a la forme mathématique Y 5 oai bi. Dans cette expression, Y est la sortie binaire, qui est la somme (o) des produits de a et b. Les termes a et b représentent les échantillons binaires, et i est le numéro de l'échantillon. Habituellement, ces échantillons sont multipliés par des coefficients appropriés au type de filtre et les résultats sont additionnés. La Fig. 7-36 est une représentation graphique de ce qui se passe à l'intérieur du filtre. Le terme X(n), où n est le numéro de l'échantillon, représente les échantillons de données d'entrée de la RAM. Les cases intitulées Delay représentent les lignes à retard. (Une ligne à retard est un circuit qui retarde un signal ou un échantillon d'un intervalle de temps constant.) En réalité, rien n'est retardé. Au lieu de cela, le circuit génère des échantillons qui se produisent l'un après l'autre à un intervalle de temps fixe égal au temps d'échantillonnage, qui est une fonction de la fréquence d'horloge du convertisseur A/N. En effet, les sorties des boîtes de retard de la Fig. 7-36 sont les échantillons séquentiels qui se produisent les uns après les autres à la fréquence d'échantillonnage équivalente à une série de retards. Notez que les échantillons sont multipliés par une constante représentée par le terme, hn. Ces constantes, ou coefficients, sont déterminées par l'algorithme et le type de filtre souhaité. Une fois que les échantillons ont été multipliés par le coefficient approprié, ils sont additionnés. Les deux premiers échantillons sont additionnés, cette somme est ajoutée à l'échantillon multiplié suivant, cette somme est ajoutée à l'échantillon suivant, et ainsi de suite. Le résultat est la sortie Y, qui est une valeur composée de la somme des produits des autres échantillons. Le DSP résout l'équation : y(n) 5 hoxo 1 h1x1 1 h2x2 1 . . . . Les x échantillons proviennent du convertisseur A/N. Les valeurs de h sont des constantes ou des coefficients qui déinissent la fonction (le filtrage dans ce cas) à effectuer. Concevoir un logiciel DSP consiste essentiellement à déterminer quelles devraient être les constantes. Ces nouveaux échantillons de données sont également stockés en RAM. Ce bloc de nouvelles données est envoyé au convertisseur N/A à la sortie duquel apparaît le signal analogique iltré. Le circuit de décimation dans le convertisseur ©¢ décrit précédemment est un type de filtre FIR. Un autre type de filtre DSP est le filtre à réponse impulsionnelle infinie (IIR), un filtre récursif qui utilise la rétroaction : chaque nouvel échantillon de sortie est calculé en utilisant à la fois les échantillons actuels, de sortie et passés (entrées)., , DIT/FFT. Comme indiqué précédemment, un processeur DSP peut effectuer une analyse de spectre en utilisant la transformée de Fourier discrète ou rapide (FFT). La figure 7-37 illustre le traitement effectué avec FFT. C'est ce qu'on appelle une décimation dans le temps (DIT). Les valeurs x(n) en entrée sont les échantillons qui sont traités en trois étapes. Dans un premier temps, une opération dite en papillon est effectuée sur des paires d'échantillons. Certains des échantillons sont multipliés par a, constante, puis additionnés. À la deuxième étape, certaines des sorties sont multipliées par des constantes et de nouvelles paires de sommes, appelées groupes, sont formées. Ensuite, un processus similaire est exécuté pour créer les sorties finales, appelées étapes. Ces sorties sont converties en nouvelles valeurs qui peuvent être tracées dans le domaine fréquentiel., , Chapitre 7

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Figure 7-37, , La décimation par transformée de Fourier rapide dans le temps., Papillon, , x(4), , ⫻, , Stade, , Groupe, , x(0), , , , ⌺, , ⌺, , ⌺, , X(0), , ⌺, , ⌺, , ⌺, , X(1), , ⌺, , ⌺, , X(2), , ⌺, , ⌺, , X(3), , ⌺, , X( 4), , ⌺, , X(5), , ⌺, , X(6), , ⌺, , X(7), , WN0, ⌺, , x(2), , ⫻, , , , WN0, x (6), , ⫻, , , , ⌺, , ⫻, , , , WN2, , WN0, ⌺, , x(1), , ⌺, , ⫻, , , , WN0, x(5), , ⫻, , , , ⌺, , ⌺, , ⫻, , ⌺, , x(3), , ⫻, , , , ⌺, , ⫻, , ⫻, , , , ⫻, , ⌺, , , , ⌺, , ⫻, , WN2, , WN0, Stade 1, , , , WN2, , WN0, x(7), , , , WN1, , WN0, , , , WN3, Stade 2, , Stade 3, , Dans le graphique de la Fig. 7 -38, l'axe horizontal dans le tracé de gauche est la fréquence, et l'axe vertical est l'amplitude des composantes d'onde sinusoïdale continue et alternative qui composent l'onde échantillonnée. Une composante de fréquence 0 est représentée par une ligne verticale, indiquant la composante continue d'un signal. Le 1 indique l'amplitude de l'onde sinusoïdale fondamentale composant le signal. Les autres valeurs, à 2, 3, 4, etc., sont les amplitudes des harmoniques. Dans le graphique de droite, l'angle de phase des ondes sinusoïdales est donné pour chaque harmonique. Une valeur négative indique une inversion de phase de l'onde sinusoïdale (180°)., , Figure 7-38, , Tracé de sortie d'une analyse de spectre FFT., Phase, , 180°, , 135°, , Amplitude, , 135°, Fréquence, , 90°, 45°, , 45°, , 4, , 0°, 45°, , 1, , 2, , 3, , 5, , 90°, 0, , 1, , 2, , 3, , 4, , Fréquence, , 5, , 6, , 6, , 7, 90°, , 135°, 180°, Fréquence, , Techniques de communication numériques, , 233

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RÉVISION DU CHAPITRE, Activité en ligne, 7-1 Explorer DSP, Objectif : Approfondir les processus de DSP., Procédure :, 1. Effectuez une recherche en ligne avec Google, Yahoo, Bing ou un autre moteur de recherche sur les processus de DSP pour le filtrage , modulation et génération de signal., 2. Faites une recherche dans une bibliothèque, une librairie ou une autre recherche de manuels, sur DSP., 3. Concentrez-vous sur les questions ci-dessous et répondez-y., , 2. Dans quelle application un filtre IIR serait-il plus, approprié à utiliser qu'un filtre FIR ?, 3. Qu'est-ce que l'égalisation et comment est-elle implémentée dans DSP ?, 4. Expliquez comment générer un signal sinusoïdal à l'aide de techniques DSP., 5. Quel est l'algorithme pour effectuer l'amplitude, modulation en DSP ? Démodulation AM ?, 6. Quel est un algorithme pour effectuer une modulation de fréquence dans DSP ?, , Questions :, 1. Dessinez un schéma fonctionnel simplifié similaire à celui de la Fig. 7-36 montrant les opérations de base d'un iltre IIR., En quoi diffère-t-il du filtre FIR ?, , Questions, 1. Nommez les quatre principaux avantages de l'utilisation des techniques numériques dans la communication. Lequel de ces éléments est probablement le plus important ? 2. Qu'est-ce que la conversion de données ? Nommez deux types de base., 3. Quel est le nom donné au processus de mesure de la valeur d'un signal analogique à un moment donné ?, 4. Quel est le nom donné au processus d'attribution d'un nombre binaire spécifique à une valeur instantanée sur un signal analogique ?, 5. Quel autre nom est couramment utilisé pour la conversion A/N ?, 6. Décrire la nature des signaux et des informations obtenues lorsqu'un signal analogique est converti sous forme numérique., 7 Décrire la nature de la forme d'onde de sortie obtenue à partir d'un convertisseur N/A., 8. Nommer les quatre principaux composants d'un convertisseur N/A., 9. Définir le repliement et expliquer son effet dans un convertisseur A/N., 10. Quels types de circuits sont couramment utilisés pour traduire le courant de sortie d'un convertisseur N/A en une tension, sortie ?, 11. Nommez trois types de convertisseurs A/N et indiquez lequel est le plus largement utilisé., 12. Quel circuit convertisseur A/N active séquentiellement les bits de la sortie un par un en séquence de MSB à LSB en recherchant un niveau de tension égal au niveau de tension d'entrée ?, 13. Quel est le type le plus rapide de A Convertisseur /D ? Décrivez brièvement la méthode de conversion utilisée., 14. Définissez le suréchantillonnage et le sous-échantillonnage., 15. Quel circuit est normalement utilisé pour effectuer la conversion de données série-parallèle et parallèle-série ? Quelle est l'abréviation de ce processus ?, , 234, , Chapitre 7, , 16. Quel circuit effectue l'opération d'échantillonnage avant la conversion A/N, et pourquoi est-ce si important ?, 17. Où sont les convertisseurs sigma-delta utilisé? Pourquoi ?, 18. Le sous-échantillonnage produit un effet d'aliasing qui équivaut à quel processus de signal analogique ?, 19. Quel est le nom donné au processus de compression, la plage dynamique d'un signal analogique à l'émetteur, et de l'étendre plus tard à le récepteur ?, 20. Quelle est la forme mathématique générale d'une courbe de compression ?, 21. Nommez les trois types de base de modulation d'impulsions. Quel type n'est pas binaire ?, 22. Nommez le DAC qui produit une tension de sortie., 23. Quel type de DAC est utilisé pour les conversions à très haute vitesse ?, 24. Vrai ou faux ? Les sorties ADC ou les entrées DAC peuvent être parallèles ou série., 25. Quel type d'ADC est plus rapide qu'un convertisseur à approximations successives mais plus lent qu'un convertisseur lash ?, 26. Quel type d'ADC donne la meilleure résolution ?, 27. Pourquoi les convertisseurs N/A à condensateur sont-ils préférés aux convertisseurs N/A R-2R ?, 28. Que signifie le suréchantillonnage ? Quel convertisseur utilise, cette technique ? Pourquoi est-il utilisé ?, 29. Comment le crénelage est-il évité ?, 30. Nommez deux applications de non-communication courantes, pour PWM., 31. Décrivez brièvement les techniques connues sous le nom de traitement du signal numérique (DSP)., 32. Quels types de circuits effectuent DSP?, 33. Décrire brièvement le processus mathématique de base utilisé dans la mise en œuvre de DSP., 34. Donner les noms de l'architecture de base des microprocesseurs non DSP et de l'architecture normalement utilisée

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dans les microprocesseurs DSP. Décrivez brièvement la différence entre les deux., 35. Nommez cinq opérations de traitement courantes qui ont lieu avec DSP. Quelle est probablement l'application DSP la plus couramment mise en œuvre ?, 36. Décrivez brièvement la nature de la sortie d'un DSP, processeur qui effectue la transformée de Fourier discrète ou la transformée de Fourier rapide., , 37. Nommez les deux types de iltres mis en œuvre avec DSP, et expliquez en quoi ils diffèrent., 38. Quelle fonction utile est remplie par une FFT, calcul ?, , Problèmes, 1. Un signal vidéo contient des variations lumineuses qui changent à une fréquence aussi élevée que 3,5 MHz. Quelle est la fréquence d'échantillonnage minimale pour la conversion A/N ? ◆, 2. Un convertisseur N/A a une entrée binaire 12 bits. La plage de tension de sortie analogique est de 0 à 5 V. Combien y a-t-il d'incréments de tension de sortie discrets et quel est le plus petit incrément de tension ?, 3. Calculez le pseudonyme créé en échantillonnant un signal de 5 kHz, à 8 kHz. ◆, 4. Calculez le bruit de quantification sur un convertisseur A/N 14 bits, avec une plage de tension allant jusqu'à 3 V., , 5. Quel est le SINAD pour un ADC 15 bits ? ◆, 6. Calculez l'ENOB pour un convertisseur avec un SINAD de 83 dB., 7. Calculez le spectre d'un signal de 100 MHz avec une bande passante de 16 MHz qui est échantillonné à 40 MHz., Quel est l'échantillonnage optimal taux ?, ◆ Les réponses, , aux problèmes sélectionnés suivent le Chap. 22., , Critical Thinking, 1. Énumérez trois principaux types de services de communication qui ne sont pas encore numériques mais qui pourraient éventuellement l'être, et expliquez comment les techniques numériques pourraient être appliquées à ces applications., 2. Expliquez comment un récepteur entièrement numérique traiterait le signal d'un signal de diffusion radio AM analogique., , 3. Quel type de convertisseur A/N fonctionnerait le mieux pour les signaux vidéo avec un contenu de fréquence jusqu'à 5 MHz ? Pourquoi ?, 4. Dans quelles conditions les transferts de données en série peuvent-ils être plus rapides que les transferts de données en parallèle ?, , Techniques de communication numérique, , 235

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chapitre, , 8, , Émetteurs radio, Un, , émetteur radio prend les informations à communiquer et les convertit en un signal électronique compatible avec le support de communication., Généralement, ce processus implique la génération de porteuse, la modulation et la puissance, l'amplification. Le signal est ensuite acheminé par fil, câble coaxial ou guide d'ondes vers une antenne qui le lance dans l'espace libre. Ce chapitre couvre les configurations d'émetteur et les circuits couramment utilisés dans les émetteurs radio, y compris les oscillateurs, les amplificateurs, les multiplicateurs de fréquence et les réseaux d'adaptation d'impédance., , Objectifs, Après avoir terminé ce chapitre, vous serez en mesure de :, ■, , ■, , ■ , , ■, , ■, , ■, , ■, , ■, , 236, , Calculer la tolérance de fréquence des oscillateurs à quartz en pourcentage et en parties par million (ppm)., Discuter du fonctionnement de la boucle à verrouillage de phase (PLL ) et des synthétiseurs de fréquence à synthèse directe (DDS), et expliquez comment la fréquence de sortie est modifiée., Calculez la fréquence de sortie d'un émetteur en fonction de l'oscillateur, de la fréquence et du nombre et des types de multiplicateurs., Expliquez la polarisation et le fonctionnement de puissance de classe A, AB et C, amplificateurs utilisant des transistors., Discuter du fonctionnement et des avantages des amplificateurs à commutation de classe D, E et F, et expliquer pourquoi ils sont plus efficaces., Expliquer le fonctionnement et les avantages de l'anticipation, numérique, prédistorsion, Doherty, suivi d'enveloppe et amplificateurs de puissance GaN., Expliquer la conception de base des circuits LC de type L, π et T, et discuter de la façon dont ils sont utilisés pour l'adaptation d'impédance., Expliquer l'utilisation des transformateurs et des baluns en impédance correspondant à.

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8-1 Fondamentaux de l'émetteur, L'émetteur est l'unité électronique qui accepte le signal d'information à transmettre et le convertit en un signal RF capable d'être transmis sur de longues distances. Chaque émetteur a quatre exigences de base., , Transmitter, , 1. Il doit générer un signal porteur de la fréquence correcte à un point souhaité du spectre., 2. Il doit fournir une forme de modulation qui fait que le signal d'information modifier le signal porteur., 3. Il doit fournir une amplification de puissance suffisante pour garantir que le niveau du signal est élevé, suffisant pour transporter sur la distance souhaitée., 4. Il doit fournir des circuits qui adaptent l'impédance de l'amplificateur de puissance à celle de , l'antenne pour un transfert de puissance maximal., , Configurations d'émetteur, L'émetteur le plus simple est un oscillateur à transistor unique connecté directement à une antenne., L'oscillateur génère la porteuse et peut être éteint et allumé par une touche télégraphique pour produire le points et tirets du code Morse international. Les informations transmises de cette manière sont appelées transmission en onde continue (CW). Un tel émetteur est rarement utilisé aujourd'hui, car le code Morse a presque disparu et la puissance de l'oscillateur est trop faible pour une communication fiable. De nos jours, les émetteurs tels que celui-ci ne sont construits que par des opérateurs de radio amateur (ham) pour ce qu'on appelle le QRP ou le fonctionnement à faible puissance pour la communication de passe-temps personnelle., L'émetteur CW peut être grandement amélioré en ajoutant simplement un amplificateur de puissance à, comme illustré à la Fig. 8-1. L'oscillateur est toujours activé et désactivé pour produire des points et des tirets, et l'amplificateur augmente le niveau de puissance du signal. Le résultat est un signal plus fort qui porte plus loin et produit une transmission plus fiable. La combinaison oscillateur-amplificateur de base illustrée à la Fig. 8-1 est la base de pratiquement tous les émetteurs radio. De nombreux autres circuits sont ajoutés en fonction du type de modulation utilisé, du niveau de puissance et d'autres considérations., , onde continue (CW), transmission, , émetteurs AM de haut niveau. La Fig. 8-2 montre un émetteur AM utilisant une modulation de haut niveau. Un oscillateur, dans la plupart des applications un oscillateur à cristal, génère la fréquence porteuse finale. Le signal porteur est ensuite transmis à un amplificateur tampon dont le but principal est d'isoler l'oscillateur des étages d'amplification de puissance restants. L'amplificateur tampon fonctionne généralement au niveau de la classe A et fournit une augmentation modeste de la puissance de sortie. L'objectif principal de l'amplificateur tampon est simplement d'empêcher les changements de charge, , Figure 8-1, , Un émetteur CW plus puissant., Antenne, Puissance, amplificateur, Oscillateur, , Clé, Cristal, , Émetteurs radio, , 237

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Figure 8-2, , Un émetteur AM utilisant une modulation de collecteur de haut niveau., Final, puissance, amplificateur, , Porteuse, oscillateur, , Pilote, , Tampon, amplificateur, , Audio, amplificateur, Parole, traitement, Pilote, , Microphone, , Modulation, amplificateur, , Amplificateur de puissance finale, , BON À SAVOIR, Les stations de radio AM peuvent fonctionner à des niveaux de puissance allant jusqu'à 50 000 W et, Les transmissions vidéo TV fonctionnent à des niveaux encore plus élevés. En revanche, la puissance d'entrée d'un émetteur de bande citoyenne (CB) n'est que de 5 W., , Traitement de la parole, , 238, , dans les étages d'amplification de puissance ou dans l'antenne de provoquer des variations de fréquence dans l'oscillateur., Le Le signal de l'amplificateur tampon est appliqué à un amplificateur pilote de classe C conçu pour fournir un niveau intermédiaire d'amplification de puissance. Le but de ce circuit est de générer une puissance de sortie suffisante pour piloter l'étage d'amplification de puissance inal. La puissance inale, ampliier, normalement simplement appelée l'inal, fonctionne également au niveau de la classe C à une puissance très élevée. La puissance réelle dépend de l'application. Par exemple, dans un émetteur CB, la puissance d'entrée n'est que de 5 W. Cependant, les stations de radio AM fonctionnent à des puissances beaucoup plus élevées - disons, 250, 500, 1000, 5000 ou 50 000 W - et l'émetteur vidéo à, un La station de télévision fonctionne à des niveaux de puissance encore plus élevés. Les stations de base des téléphones portables fonctionnent au niveau de 30 à 40 W. Tous les circuits RF de l'émetteur sont généralement à semi-conducteurs ; c'est-à-dire qu'ils sont mis en œuvre avec des transistors bipolaires ou des transistors à effet de champ métal-oxyde semi-conducteur (MOSFET). Bien que les transistors bipolaires soient de loin le type le plus courant, l'utilisation des MOSFET augmente car ils sont désormais capables de gérer une puissance élevée à des fréquences élevées. Les transistors sont aussi généralement utilisés en inal tant que le niveau de puissance, ne dépasse pas plusieurs centaines de watts. Les transistors de puissance RF individuels peuvent supporter jusqu'à environ 800 W. Beaucoup d'entre eux peuvent être connectés en parallèle ou dans des configurations push-pull pour augmenter la capacité de gestion de la puissance à plusieurs kilowatts. Pour des niveaux de puissance plus élevés, les tubes à vide sont encore utilisés dans certains émetteurs, mais rarement dans de nouvelles conceptions. Les tubes à vide fonctionnent dans les gammes VHF et UHF, avec des niveaux de puissance de 1 kW ou plus. Supposons maintenant que l'émetteur AM illustré à la Fig. 8-2 est un émetteur vocal. L'entrée du microphone est appliquée à un amplificateur audio de classe A de bas niveau, qui amplifie le petit signal du microphone à un niveau de tension plus élevé. (Un ou plusieurs étages d'amplification peuvent être utilisés.) Le signal vocal est ensuite acheminé vers une certaine forme de circuit de traitement de la parole (filtrage et contrôle d'amplitude). Le iltrage garantit que seules les fréquences vocales dans une certaine plage sont transmises, ce qui aide à minimiser la bande passante occupée par le signal. communication. Cependant, les stations de diffusion AM offrent une meilleure fidélité et permettent d'utiliser des fréquences jusqu'à 5 kHz. En pratique, de nombreuses stations AM modulent avec des fréquences allant jusqu'à 7,5 kHz, voire 10 kHz, car la FCC utilise des attributions de canaux alternatives dans une région donnée et les bandes latérales extérieures sont très faibles, donc aucune interférence de canal adjacent ne se produit., Chapitre 8

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Les processeurs vocaux contiennent également un circuit utilisé pour maintenir l'amplitude à un niveau maximum. Les signaux de haute amplitude sont compressés et les signaux de faible amplitude sont donnés, plus d'amplification. Le résultat est que la surmodulation est empêchée, mais l'émetteur fonctionne aussi près que possible d'une modulation à 100 %. Cela réduit la possibilité de distorsion du signal et d'harmoniques, qui produisent des bandes latérales plus larges qui peuvent provoquer des interférences de canal adjacentes, mais maintient la puissance de sortie la plus élevée possible dans les bandes latérales., Après le processeur vocal, un amplificateur de pilote est utilisé pour augmenter le niveau de puissance du signal afin qu'il soit capable de piloter l'amplificateur de modulation haute puissance. Dans l'AM, l'émetteur de la Fig. 8-2, une modulation de haut niveau ou de collecteur (modulation de plaque dans un tube) est utilisée. Comme indiqué précédemment, la puissance de sortie de l'amplificateur de modulation doit être égale à la moitié de la puissance d'entrée de l'amplificateur RF. L'amplificateur de modulation haute puissance fonctionne généralement avec une configuration push-pull de classe AB ou de classe B pour atteindre ces niveaux de puissance., , Transmetteurs FM de bas niveau. Dans la modulation de bas niveau, la modulation est effectuée sur la porteuse à des niveaux de puissance faibles, et le signal est ensuite amplifié par des amplificateurs de puissance. Cet arrangement fonctionne à la fois pour AM et FM. Les émetteurs FM utilisant cette méthode sont beaucoup plus courants que les émetteurs AM de bas niveau. La Fig. 8-3 montre la configuration typique d'un émetteur FM ou PM. La méthode indirecte de génération FM est utilisée. Un oscillateur à cristal stable est utilisé pour générer le signal de porteuse, et un amplificateur tampon est utilisé pour l'isoler du reste du circuit. Le signal de porteuse est ensuite appliqué à un modulateur de phase tel que ceux discutés au Chap. 6., L'entrée vocale est amplifiée et traitée pour limiter la plage de fréquences et éviter toute déviation excessive. La sortie du modulateur est le signal FM souhaité., La plupart des émetteurs FM sont utilisés dans la gamme VHF et UHF. Parce que les cristaux ne sont pas disponibles pour générer ces fréquences directement, la porteuse est généralement générée à une fréquence considérablement inférieure à la fréquence de sortie finale. Pour obtenir la fréquence de sortie souhaitée, un ou plusieurs étages multiplicateurs de fréquence sont utilisés. Un multiplicateur de fréquence est un amplificateur de classe C dont la fréquence de sortie est un multiple entier de la fréquence d'entrée. La plupart des multiplicateurs de fréquence augmentent la fréquence d'un facteur de 2, 3, 4 ou 5. Parce qu'ils sont des amplificateurs de classe C, la plupart des multiplicateurs de fréquence fournissent également une quantité modeste d'amplification de puissance. Non seulement le multiplicateur de fréquence augmente la porteuse fréquence à la fréquence de sortie souhaitée, mais il multiplie également l'écart de fréquence produit par le modulateur. De nombreux modulateurs de fréquence et de phase ne génèrent qu'un faible décalage de fréquence, bien inférieur à la déviation finale souhaitée. La conception de l'émetteur doit être telle que les multiplicateurs de fréquence fournissent la quantité correcte de multiplication non seulement pour la fréquence porteuse, mais également pour l'écart de modulation. Après le multiplicateur de fréquence, l'étape, un amplificateur de pilote de classe C est utilisé pour augmenter le niveau de puissance de manière suffisante pour faire fonctionner l'amplificateur de puissance inal, qui fonctionne également au niveau de classe C., , Figure 8-3, , Un émetteur FM typique utilisant des FM avec un modulateur de phase., Fréquence, multiplicateurs, , Porteuse, oscillateur, Phase, modulateur, Tampon, , Pilote, , Final, puissance, amplificateur, , Audio, amplificateur, Parole, traitement, Microphone, , Émetteurs radio, , 239

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Figure 8-4, , Un émetteur SSB., Équilibré, modulateur, , Porteur, oscillateur, , Mélangeur, Bande latérale, filtre, Linéaire, pilote, amplificateur, , Tampon, , Final linéaire, amplificateur de puissance, , Accordé, circuit, , Microphone , Parole, traitement, LO, , Audio, amplificateur, , La plupart des émetteurs de communication FM fonctionnent à des niveaux de puissance relativement faibles, généralement inférieurs à 100 W. Tous les circuits, même dans la gamme VHF et UHF, utilisent des transistors., Pour des niveaux de puissance au-delà plusieurs centaines de watts, des tubes à vide doivent être utilisés. Les derniers étages d'amplification des émetteurs de diffusion FM utilisent généralement de grands amplificateurs à tube à vide de classe C. Dans les émetteurs FM fonctionnant dans la gamme des micro-ondes, des klystrons, des magnétrons et des tubes à ondes progressives sont utilisés pour fournir l'amplification de puissance inale., Émetteur à bande latérale unique (SSB), , Oscillateur à fréquence variable (VFO), , Émetteurs SSB. Un émetteur typique à bande latérale unique (SSB) est représenté sur la Fig. 8-4. Un signal d'oscillateur génère la porteuse, qui est ensuite transmise à l'amplificateur tampon. Le tampon, ampliier fournit le signal d'entrée porteur au modulateur équilibré. L'amplificateur audio et les circuits de traitement de la parole décrits précédemment fournissent l'autre entrée au modulateur équilibré. La sortie symétrique du modulateur - un signal DSB - est ensuite envoyée à un filtre de bande latérale qui sélectionne la bande latérale supérieure ou inférieure. Suite à cela, le signal SSB est envoyé à un circuit mélangeur, qui est utilisé pour convertir le signal à sa fréquence de fonctionnement finale. Les circuits mélangeurs, qui fonctionnent comme de simples modulateurs d'amplitude, sont utilisés pour convertir une fréquence inférieure en une fréquence supérieure ou une fréquence supérieure en une fréquence inférieure. (Les mélangeurs sont décrits plus en détail au chapitre 9.), En règle générale, le signal SSB est généré à une fréquence RF faible. Cela rend les circuits de modulateur et de filtre équilibrés plus simples et plus faciles à concevoir. Le mélangeur traduit le signal SSB en une fréquence souhaitée plus élevée. L'autre entrée du mélangeur est dérivée d'un oscillateur local, réglé à une fréquence qui, lorsqu'elle est mélangée avec le signal SSB, produit la fréquence de fonctionnement souhaitée. Le mélangeur peut être configuré de manière à ce que le circuit accordé à sa sortie sélectionne soit la fréquence somme, soit la fréquence différence. La fréquence de l'oscillateur doit être réglée pour fournir la fréquence de sortie souhaitée. Pour un fonctionnement à canal fixe, des cristaux peuvent être utilisés dans cet oscillateur local. Cependant, dans certains équipements, tels que ceux utilisés par les radioamateurs, un oscillateur à fréquence variable (VFO) est utilisé pour fournir un réglage continu sur une plage souhaitée. Dans la plupart des équipements de communication modernes, un synthétiseur de fréquence est utilisé pour régler la fréquence de sortie finale. La sortie du mélangeur de la Fig. 8-4 est la fréquence porteuse finale souhaitée contenant la modulation SSB. Il est ensuite acheminé vers le pilote linéaire et les amplificateurs de puissance pour augmenter le niveau de puissance selon les besoins. Les amplificateurs de classe C déforment le signal et ne peuvent donc pas être utilisés pour transmettre SSB ou AM de bas niveau de toute sorte, y compris DSB. Des amplificateurs linéaires de classe A ou AB doivent être utilisés pour conserver le contenu de l'information dans le signal AM., Émetteurs numériques. La plupart des radios numériques modernes telles que les téléphones portables utilisent le DSP pour produire la modulation et le traitement associé des données à transmettre. Reportez-vous à la figure 8-5. Les données série représentant les données à transmettre sont envoyées au DSP, qui génère ensuite deux flux de données qui sont ensuite convertis en RF pour la transmission. Les données, les chemins de la puce DSP sont envoyés aux DAC où ils sont traduits en analogique équivalent, , 240, , Chapitre 8

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Figure 8-5, , Transmetteur numérique moderne., LPF, I, , Mixer, I, , DAC, cos, 90⬚, , Serial, digital, data to be, transmis, , DSP, , PA, , ⫹, Osc. , , sin, Summer, , Q, , DAC, , Q, LPF, , Mixer, , signaux. Les signaux analogiques sont iltrés dans un filtre passe-bas (LPF) puis appliqués à des mélangeurs qui les convertiront à la fréquence de sortie inale. Les mélangeurs reçoivent leurs deuxièmes entrées d'un oscillateur ou d'un synthétiseur de fréquence qui sélectionne la fréquence de fonctionnement. Notez que les signaux de l'oscillateur sont en quadrature ; c'est-à-dire que l'un est décalé de 90° par rapport à l'autre. L'une est une onde sinusoïdale et l'autre est une onde cosinusoïdale. Le signal supérieur est appelé signal en phase (I) et l'autre signal en quadrature (Q). Les signaux de sortie des mélangeurs sont alors additionnés, et le résultat est amplifié et transmis par l'amplificateur de puissance (PA). Deux signaux en quadrature sont nécessaires au niveau du récepteur pour récupérer le signal et le démoduler dans une puce DSP. Cette configuration fonctionne pour tout type de modulation, car toute la modulation est effectuée avec des algorithmes mathématiques. Vous en apprendrez plus sur cette technique au Chap. 11., , 8-2 Générateurs de porteuse, , Générateur de porteuse, , Le point de départ de tous les émetteurs est la génération de porteuse. Une fois générée, la porteuse peut être modulée, traitée de diverses manières, amplifiée et finalement transmise. La source de la plupart des porteuses dans les émetteurs modernes est un oscillateur à cristal. Fréquence PLL, synthétiseurs dans lesquels un oscillateur à cristal est la référence de stabilisation de base sont utilisés, applications nécessitant plusieurs canaux de fonctionnement., , Oscillateurs à cristal, , Oscillateur à cristal, , La plupart des émetteurs radio sont autorisés par la FCC directement ou indirectement à fonctionner, non seulement dans une bande de fréquence spéciique, mais également sur des fréquences ou des canaux prédéfinis. S'écarter de la fréquence assignée, même d'une petite quantité, peut causer des interférences avec les signaux sur les canaux adjacents. Par conséquent, le générateur de porteuse de l'émetteur doit être très précis, fonctionnant sur la fréquence exacte assignée, souvent dans des tolérances très étroites. Dans certains services radio, la fréquence de fonctionnement doit être inférieure à 0,001 % de la fréquence assignée. De plus, l'émetteur doit rester sur la fréquence assignée. Il ne doit pas dériver ou s'éloigner de sa valeur assignée malgré les nombreuses conditions de fonctionnement, telles que les variations importantes de température et les changements de puissance, de tension d'alimentation, qui affectent la fréquence. Le seul oscillateur capable de répondre à la précision et à la stabilité exigées par la FCC est un oscillateur à cristal., Un cristal est un morceau de quartz qui a été coupé et meulé en une fine tranche de lat et monté entre deux plaques métalliques. Lorsque le cristal est excité par un signal alternatif, à travers ses plaques, il vibre. Cette action est appelée effet piézoélectrique. La fréquence de vibration est déterminée principalement par l'épaisseur du cristal. D'autres facteurs influençant la fréquence sont la coupe du cristal, c'est-à-dire l'endroit et l'angle de coupe, , Cristal, , Transmetteurs radio, , Effet piézoélectrique, , BON À SAVOIR, Le seul oscillateur capable de maintenir la précision et la stabilité de fréquence exigées par, la FCC est un oscillateur à cristal., En fait, la FCC exige qu'un oscillateur à cristal soit utilisé dans tous, les émetteurs., , 241

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fabriqué dans la roche de quartz de base à partir de laquelle le cristal a été dérivé, et la taille de la tranche de cristal. Les fréquences des cristaux vont de 30 kHz à 150 MHz. Lorsque le cristal vibre ou oscille, il maintient une fréquence très constante. Une fois qu'un cristal a été coupé ou broyé à une fréquence particulière, il ne changera pas beaucoup, même avec de grandes variations de tension ou de température. Une stabilité encore plus grande peut être obtenue en montant le cristal dans des chambres scellées à température contrôlée appelées fours à cristal. Ces appareils maintiennent une température constante absolue, assurant une fréquence de sortie stable. Comme vous l'avez vu au Chap. 4, le cristal agit comme un circuit accordé LC. Il peut émuler un circuit LC série ou parallèle avec un Q aussi élevé que 30 000. Le cristal est simplement remplacé par la bobine et le condensateur dans un circuit oscillateur conventionnel. Le résultat final est un oscillateur très précis et stable. La précision, ou la stabilité, d'un cristal est généralement exprimée en parties par million (ppm). Par exemple, dire qu'un cristal avec une fréquence de 1 MHz a une précision de 100 ppm signifie que la fréquence du cristal peut varier de 999 900 à 1 000 100 Hz. La plupart des cristaux ont des valeurs de tolérance et de stabilité dans la plage de 10 à 1000 ppm. Exprimée en pourcentage, la précision est de (100/1 000 000) 3 100 5 0,0001 3, 100 5 0,01 %. Vous pouvez également utiliser le rapport et la proportion pour gurer la variation de fréquence d'un cristal, avec une précision donnée. Par exemple, un cristal de 24 MHz avec une stabilité de 650 ppm a une variation de fréquence maximale ¢f de (50/1 000 000) 3 24 000 000. Ainsi, ¢ f 5, 50(24 000 000)/1 000 000 5 24 3 50 5 1200 Hz ou 61200 Hz., , Exemple 8-1, Quelles sont les fréquences maximale et minimale d'un cristal de 16 MHz avec une stabilité de 200 ppm ?, La fréquence peut varier jusqu'à 200 Hz pour chaque 1 MHz de fréquence ou, 200 3 16 5 3200 Hz., La plage de fréquence possible est, 16 000 000 2 3200 5 15 996 800 Hz, 16 000 000 1 3200 5 16 003 200 Hz, Exprimée en pourcentage, cette stabilité est de (3200/16 000 000) 3 100 5, 0,0002 3 100 5 0,02 %. En d'autres termes, la fréquence réelle peut être différente de la fréquence désignée jusqu'à 50 Hz pour chaque 1 MHz de fréquence désignée, ou, 24 3 50 5 1200 Hz., Une valeur de précision donnée sous forme de pourcentage peut être convertie en une valeur ppm comme suit., Supposons qu'un cristal de 10 MHz a un pourcentage de précision de 60,001 % ;, 0,001 % de 10 000 000 est 0,00001 3 10 000 000 5 100 Hz., Ainsi,, ppm/1 000 000 5 100/10 000 000, ppm 5 100(1 000 000)/10 000 000 5 10 ppm, Cependant, la façon la plus simple de convertir le pourcentage en ppm est de convertir la valeur du pourcentage en son forme décimale en divisant par 100, ou en déplaçant la virgule décimale de deux places vers la gauche, puis en multipliant par 106, ou en déplaçant la virgule décimale de six places vers la droite. Par exemple, la stabilité en ppm d'un cristal de 5 MHz avec une précision de 0,005 % est trouvée comme suit. Tout d'abord, mettez 0,005 % sous forme décimale : 0,005 % 5 0,00005. Ensuite, multipliez par 1 million :, 0,00005 3 1 000 000 5 50 ppm, , 242, , Chapitre 8

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Exemple 8-2, Un émetteur radio utilise un oscillateur à cristal avec une fréquence de 14,9 MHz et une chaîne multiplicatrice de fréquence avec des facteurs de 2, 3 et 3. Le cristal a une stabilité de 6300 ppm., a. Calculer la fréquence de sortie de l'émetteur., Facteur de multiplication de fréquence total 5 2 3 3 3 3 5 18, Fréquence de sortie de l'émetteur, , 5 14,9 MHz 3 18, 5 268,2 MHz, , b. Calculez les fréquences maximum et minimum que l'émetteur est susceptible d'atteindre si le cristal dérive vers son extrême maximum., 6300 ppm 5, , 300, 3 100 5 6 0,03%, 1 000 000, , Cette variation est multipliée par la chaîne multiplicatrice de fréquence , donnant 60,03 pour cent 3 18 5 60,54 pour cent. Maintenant, 268,2 MHz 3 0,0054 5 1,45 MHz. Ainsi, la fréquence de sortie de l'émetteur est de 268,2 6 1,45 MHz. La limite supérieure est de 268,2 1 1,45 5 269,65 MHz, La limite inférieure est de 268,2 2 1,45 5 266,75 MHz, Circuits d'oscillateur à cristal typiques. L'oscillateur à cristal le plus courant est un type Colpitts, dans lequel la rétroaction est dérivée du diviseur de tension capacitif constitué de C1 et C2. Une version émetteur-suiveur est illustrée à la Fig. 8-6. Encore une fois, la rétroaction provient du diviseur de tension du condensateur C1-C2. La sortie est tirée de l'émetteur, qui n'est pas accordé. La plupart des oscillateurs de ce type fonctionnent comme des amplificateurs de classe A avec une sortie sinusoïdale. Les JFET sont également largement utilisés dans les amplificateurs à composants discrets. Vous verrez parfois un condensateur en série ou en parallèle avec le cristal (pas les deux), comme illustré à la Fig. 8-6. Ces condensateurs peuvent être utilisés pour effectuer des ajustements mineurs dans, Figure 8-6, , Oscillateur Colpitts, , Un oscillateur à cristal émetteur-suiveur., ⫹V, , R1, Q1, C1, Sortie, XTAL, , R2, C2, , Cristal "tirer" ou "frotter", condensateurs, , émetteurs radio, , 243

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Rubbering, , Overtone crystal, , Harmonic, Overtone, , BON À SAVOIR, Les harmoniques font référence à des multiples de la fréquence harmonique. La deuxième harmonique est la première harmonique, la troisième harmonique est la deuxième harmonique, et ainsi de suite., , 244, , la fréquence du cristal. Comme indiqué précédemment, il n'est pas possible d'affecter de grandes fréquences, des changements avec des condensateurs série ou shunt, mais ils peuvent être utilisés pour effectuer des ajustements ine., Les condensateurs sont appelés condensateurs de tirage de cristal, et l'ensemble du processus de réglage ine, un cristal est parfois appelé gommage. Lorsque le condensateur de traction est un varactor, FM ou FSK peuvent être produits. Le signal de modulation analogique ou binaire fait varier le varactor, capacité qui, à son tour, décale la fréquence du cristal., , Oscillateurs harmoniques. Le principal problème avec les cristaux est que leur fonctionnement à haute fréquence est limité. Plus la fréquence est élevée, plus le cristal doit être fin pour osciller, à cette fréquence. A une limite supérieure d'environ 50 MHz, le cristal est si fragile qu'il devient peu pratique à utiliser. Cependant, au fil des ans, les fréquences de fonctionnement ont continué d'augmenter en raison de la recherche d'un plus grand espace de fréquences et d'une plus grande capacité de canaux, et la FCC a continué d'exiger la même stabilité et la même précision qui sont requises aux fréquences inférieures. Une façon d'obtenir des fréquences VHF, UHF et même micro-ondes à l'aide de cristaux consiste à utiliser des circuits multiplicateurs de fréquence, comme décrit précédemment. L'oscillateur porteur fonctionne sur une fréquence inférieure à 50 MHz et les multiplicateurs élèvent cette fréquence au niveau souhaité. Par exemple, si la fréquence de fonctionnement souhaitée est de 163,2 MHz et que les multiplicateurs de fréquence se multiplient par un facteur de 24, la fréquence du cristal doit être de 163,2/24 5 6,8 MHz., Une autre façon d'obtenir une précision et une stabilité du cristal à des fréquences supérieures à 50 MHz, est d'utiliser des cristaux harmoniques. Un cristal harmonique est taillé d'une manière spéciale afin d'optimiser son oscillation à une harmonique de la fréquence de base du cristal. Une harmonique est comme une harmonique, car il s'agit généralement d'un multiple de la fréquence de vibration fondamentale. Cependant, le terme harmonique est généralement appliqué aux signaux électriques, et le terme harmonique fait référence à des fréquences de vibration mécaniques plus élevées. Comme une harmonique, une harmonique est généralement un nombre entier, multiple de la fréquence de vibration de base. Cependant, la plupart des harmoniques sont légèrement supérieures ou légèrement inférieures à la valeur entière. Dans un cristal, la deuxième harmonique est la première harmonique, la troisième harmonique est la deuxième harmonique, et ainsi de suite. Par exemple, un cristal avec une fréquence fondamentale de 20 MHz aurait une deuxième harmonique ou première harmonique de 40 MHz et une troisième harmonique ou deuxième harmonique de 60 MHz. Le terme harmonique est souvent utilisé comme synonyme d'harmonique. La plupart des fabricants désignent leurs cristaux de troisième harmonique comme des cristaux de troisième harmonique. Les harmoniques impairs ont une amplitude bien supérieure à celle des harmoniques paires. La plupart des harmoniques, les cristaux oscillent de manière fiable à la troisième ou à la cinquième harmonique de la fréquence à laquelle le cristal est à l'origine broyé. Il existe également des cristaux de septième harmonique. Des cristaux harmoniques peuvent être obtenus avec des fréquences allant jusqu'à environ 250 MHz. Un oscillateur à cristal harmonique typique peut utiliser un cristal taillé pour une fréquence de, disons, 16,8 MHz et optimisé pour le service harmonique aura une oscillation de troisième harmonique à 3 3 16,8 5 50,4 MHz. Le circuit de sortie accordé composé de L1 et C1 résonnera à 50,4 MHz. La plupart des oscillateurs à cristal sont des circuits intégrés à d'autres circuits intégrés. Le cristal est externe au CI. Une autre forme courante est celle illustrée à la Fig. 8-7, où le cristal et le circuit de l'oscillateur sont entièrement emballés ensemble sous la forme d'un circuit intégré. Des versions à sortie sinusoïdale et carrée sont disponibles., Il existe de nombreuses versions différentes de ces oscillateurs à cristal emballés. Il s'agit de l'oscillateur à cristal de base (XO), de l'oscillateur à cristal commandé en tension (VCXO), de l'oscillateur à cristal compensé en température (TCXO) et de l'oscillateur à cristal commandé par four (OCXO). La sélection dépend du degré souhaité de stabilité de fréquence requis par l'application. Le XO de base a une stabilité de l'ordre de dizaines de ppm., Un VCXO utilise un varactor en série ou en parallèle avec le cristal (Fig. 8-6) pour faire varier la fréquence du cristal sur une plage étroite avec une tension continue externe., Amélioré la stabilité est obtenue dans le TCXO, qui utilise un réseau de rétroaction avec une thermistance pour détecter les variations de température, qui à son tour contrôle un condensateur à tension variable (VVC) ou un varactor pour amener la fréquence du cristal à une valeur souhaitée. Les TCXO peuvent atteindre des valeurs de stabilité de 60,2 à 62 ppm. Un OCXO emballe le cristal et son circuit dans un four à température contrôlée qui maintient la fréquence stable à la fréquence souhaitée. Un capteur à thermistance dans un réseau de retour, Chapitre 8

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Figure 8-7, , L'oscillateur à cristal Pierce utilisant un FET., , fait varier la température d'un élément chauffant dans le four. Des stabilités dans le 61 3 1028 ou mieux peuvent être obtenues., , Les synthétiseurs de fréquence, Les synthétiseurs de fréquence sont des générateurs de fréquence variable qui offrent la stabilité de fréquence des oscillateurs à cristal mais avec la commodité d'un réglage incrémentiel sur une large plage de fréquences. Les synthétiseurs de fréquence fournissent généralement un signal de sortie qui varie par incréments de fréquence fixes sur une large plage. Dans un émetteur, un synthétiseur de fréquence fournit une génération de porteuse de base pour un fonctionnement canalisé. Les synthétiseurs de fréquence sont également utilisés dans les récepteurs en tant qu'oscillateurs locaux et remplissent la fonction d'accord du récepteur. L'utilisation de synthétiseurs de fréquence surmonte certains inconvénients de coût et de taille associés aux cristaux. Supposons, par exemple, qu'un émetteur doive fonctionner sur 50 canaux. Cristal, la stabilité est de rigueur. L'approche la plus directe consiste simplement à utiliser un cristal par fréquence et à ajouter un grand commutateur. Bien qu'un tel arrangement fonctionne, il présente des inconvénients majeurs., Les cristaux sont chers, allant de 1 $ à 10 $ chacun, et même au prix le plus bas, 50 cristaux peuvent coûter plus cher que toutes les autres pièces de l'émetteur. Les mêmes 50 cristaux prendraient également beaucoup d'espace, occupant peut-être plus de 10 fois le volume de tout le reste des parties de l'émetteur. Avec un synthétiseur de fréquence, un seul cristal est nécessaire et le nombre requis de canaux peut être généré en utilisant quelques minuscules circuits intégrés. Au fil des ans, de nombreuses techniques ont été développées pour mettre en œuvre la fréquence, des synthétiseurs avec des multiplicateurs de fréquence et des mélangeurs. Aujourd'hui, cependant, la plupart des synthétiseurs de fréquence utilisent une certaine variation de la boucle à verrouillage de phase (PLL). Une nouvelle technique appelée synthèse de signal numérique (DSS) devient de plus en plus populaire en tant que technologie de circuit intégré, a rendu pratique la génération de haute fréquence., , Synthétiseur de fréquence, , Synthétiseurs à boucle à verrouillage de phase, synthétiseur de fréquence élémentaire basé sur une PLL est illustré à la Fig. 8-8. Comme toutes les boucles à verrouillage de phase, elle se compose d'un détecteur de phase, d'un filtre passe-bas et d'un VCO. L'entrée du détecteur de phase est un oscillateur de référence. L'oscillateur de référence est normalement commandé par cristal pour fournir une stabilité à haute fréquence. La fréquence de l'oscillateur de référence définit les incréments dans lesquels la fréquence peut être modifiée. Notez que la sortie VCO n'est pas connectée directement au détecteur de phase, mais appliquée à un diviseur de fréquence, en premier. Un diviseur de fréquence est un circuit dont la fréquence de sortie est un sous-multiple entier de la fréquence d'entrée. Un synthétiseur de fréquence divisé par 10 produit une fréquence de sortie, Émetteurs radio, BON À SAVOIR, Une alternative croissante au cristal, les oscillateurs sont ceux fabriqués avec la technologie des systèmes micro-électro-mécaniques (MEMS). L'élément déterminant la fréquence est une structure mécanique en silicium vibrant dans le circuit oscillateur électronique en silicium., , Boucle à verrouillage de phase (PLL), Synthèse de signal numérique (DSS), , Diviseur de fréquence, , 245

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Figure 8-8, , Synthétiseur de fréquence PLL de base., Phase, détecteur, , Passe-bas, filtre, , ⬇, , XTAL, oscillateur, référence, , Sortie porteuse ⫽, 1 MHz, VCO, , 100 kHz, 100 kHz, , Fréquence, diviseur, (⫼ N ), ⫼ 10, , soit un dixième de la fréquence d'entrée. Des diviseurs de fréquence peuvent être facilement mis en œuvre, avec des circuits numériques pour fournir toute valeur entière de division de fréquence. Dans la PLL de la Fig. 8-8, l'oscillateur de référence est réglé sur 100 kHz (0,1 MHz). Supposons que le diviseur de fréquence est initialement réglé pour une division de 10. Pour qu'une PLL devienne verrouillée ou synchronisée, la deuxième entrée du détecteur de phase doit être égale en fréquence à la fréquence de référence ; pour que cette PLL soit verrouillée, le diviseur de fréquence, la sortie doit être de 100 kHz. La sortie VCO doit être 10 fois plus élevée que cela, ou 1, MHz. Une façon de voir ce circuit est comme un multiplicateur de fréquence : l'entrée de 100 kHz est multipliée par 10 pour produire la sortie de 1 MHz. Dans la conception du synthétiseur, la fréquence du VCO est réglée sur 1 MHz de sorte que lorsqu'elle est divisée, elle fournira le signal d'entrée de 100 kHz requis par le détecteur de phase pour la condition verrouillée. La sortie du synthétiseur est la sortie du VCO. Ce qui a été créé, alors, est une source de signal de 1 MHz. Parce que la PLL est verrouillée sur la source de référence à cristal, la fréquence de sortie du VCO a la même stabilité que celle de l'oscillateur à cristal. La PLL suivra toutes les fréquences, variations, mais le cristal est très stable et la sortie VCO est aussi stable que celle de l'oscillateur de référence à cristal., Pour rendre le synthétiseur de fréquence plus utile, certains moyens doivent être fournis pour faire varier sa sortie fréquence. Cela se fait en faisant varier le rapport de division de fréquence. Grâce à diverses techniques de commutation, les lèvres d'un diviseur de fréquence peuvent être agencées pour fournir tout rapport de division de fréquence souhaité. Dans les circuits les plus sophistiqués, un microprocesseur génère le rapport de division de fréquence correct en fonction des entrées logicielles. La variation du rapport de division de fréquence modifie la fréquence de sortie. Par exemple, dans le circuit de la Fig. 8-8, si le rapport de division de fréquence passe de 10 à 11, la fréquence de sortie du VCO doit passer à 1,1 MHz. La sortie du diviseur reste alors à 100 kHz (1 100 000/11 5 100 000), comme nécessaire pour maintenir une condition verrouillée. Chaque changement incrémentiel du rapport de division de fréquence produit un changement de fréquence de sortie de 0,1 MHz. C'est ainsi que l'incrément de fréquence est défini par l'oscillateur de référence., Un synthétiseur PLL plus complexe, un circuit qui génère des fréquences VHF et UHF, sur la plage de 100 à 500 MHz, est illustré à la Fig. 8-9. Ce circuit utilise un oscillateur FET, pour générer directement la fréquence porteuse. Aucun multiplicateur de fréquence n'est nécessaire. La sortie du synthétiseur de fréquence peut être connectée directement au pilote et aux amplificateurs de puissance, dans l'émetteur. Ce synthétiseur a une fréquence de sortie dans la plage de 390 MHz et la fréquence peut être modifiée par incréments de 30 kHz au-dessus et au-dessous de cette fréquence. Le circuit VCO du synthétiseur de la Fig. 8-9 est illustré à la Fig. 8 -dix. La fréquence de cet oscillateur LC est fixée par les valeurs de L1, C1, C2 et les capacités des diodes varactor D1 et D2, Ca et Cb, respectivement. La tension continue appliquée aux varactors modifie la fréquence. Deux varactors sont connectés dos à dos et, par conséquent, la capacité totale effective de la paire est inférieure à l'une ou l'autre des capacités individuelles. Plus précisément, elle est égale à la capacité série CS, où CS 5 CaCb/(Ca 1 Cb ). Si D1 et D2 sont, identiques, CS 5 Ca/2. Une tension négative par rapport à la masse est nécessaire pour polariser en inverse les diodes. L'augmentation de la tension négative augmente la polarisation inverse et diminue la capacité. Ceci, à son tour, augmente la fréquence de l'oscillateur. L'utilisation de deux varactors permet à l'oscillateur de produire des tensions RF plus élevées sans le problème des varactors devenant polarisés en direct. Si un varactor, qui est une diode,, , 246, , ​​Chapitre 8

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Figure 8-9, , Synthétiseur de fréquence VHF/UHF., Filtre de boucle, , OU exclusif, détecteur de phase, ⫺, ⫹, , FET, VCO, –DC, Voir Fig. 8-10, contrôleur, , Op, amp, , N ⴝ 203, 30 kHz, fr, , Vers émetteur, pilote et alimentation, amplificateurs, f0, 389,76 MHz, , M ⫽ 64, , Programmable, fréquence, diviseur, , ⫼ 64, Prescaler, , 30 kHz, , 6,09 MHz, , ⫼ 100, 3 MHz, , Programmation, entrées, , XTAL, oscillateur, référence, , Figure 8-10, , R ⫽ MN, , Gamme VHF/UHF VCO., ⫹V, , RFC, , RFC, , D1( Ca), , ⫺DC, Contrôle, tension, , L1, D2(Cb), C1, , C2, , RFC, , devient polarisé en direct, ce n'est plus un condensateur. Des tensions élevées dans le circuit de réservoir de, l'oscillateur peuvent parfois dépasser le niveau de tension de polarisation et provoquer une conduction directe., Lorsque la conduction directe se produit, une rectification a lieu, produisant une tension continue qui modifie la tension d'accord continue du détecteur de phase et du filtre de boucle . Le résultat est appelé bruit de phase. Avec deux condensateurs en série, la tension requise pour polariser en direct la combinaison est le double de celle d'un varactor. Un avantage supplémentaire est que deux varactors en série produisent une variation de capacité plus linéaire avec la tension qu'une seule diode. La tension de commande de fréquence continue est, bien sûr, dérivée en iltrant la sortie du détecteur de phase, avec le iltre de boucle passe-bas., Radio Transmitters, , 247

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Dans la plupart des PLL, le détecteur de phase est un circuit numérique plutôt qu'un circuit linéaire, puisque les entrées du détecteur de phase sont généralement numériques. N'oubliez pas qu'une entrée provient de la sortie de la chaîne de diviseur de fréquence de rétroaction, qui est certainement numérique, et l'autre provient de l'oscillateur de référence. Dans certaines conceptions, la fréquence de l'oscillateur de référence est également divisée par un diviseur de fréquence numérique pour obtenir l'incrément de pas de fréquence souhaité. C'est le cas de la Fig. 8-9. Étant donné que la fréquence du synthétiseur peut être échelonnée par incréments de 30 kHz, l'entrée de référence du détecteur de phase doit être de 30 kHz. Ceci est dérivé d'un oscillateur à cristal stable de 3 MHz et d'un diviseur de fréquence de 100. La conception illustrée à la Fig. 8-9 utilise une porte OU exclusif comme détecteur de phase. Rappelons qu'une porte OU exclusif (XOR) génère une sortie binaire 1 uniquement si les deux entrées sont complémentaires ; sinon, il produit une sortie binaire 0., Fig. 8-11 montre comment fonctionne le détecteur de phase XOR : N'oubliez pas que les entrées d'un détecteur de phase doivent avoir la même fréquence. Ce circuit nécessite que les entrées aient un rapport cyclique de 50 %. La relation de phase entre les deux signaux détermine la sortie du détecteur de phase. Si les deux entrées sont exactement en phase l'une avec l'autre, la sortie XOR sera nulle, comme le montre la Fig. 8-11(b). Si les deux entrées sont déphasées de 180° l'une par rapport à l'autre, la sortie XOR sera un 1 binaire constant [voir Fig. 8-11(c)]. Toute autre relation de phase produira des impulsions de sortie à deux fois la fréquence d'entrée. Le rapport cyclique de ces impulsions indique la quantité de déphasage. Un petit déphasage produit des impulsions étroites ; un déphasage plus important produit des impulsions plus larges. La Fig. 8-11(d) montre un déphasage de 90°., Les impulsions de sortie sont transmises au filtre de boucle (Fig. 8-9), un ampli op avec un condensateur, dans le chemin de rétroaction qui en fait un filtre bas. -filtre passe. Ce filtre fait la moyenne des impulsions de phase du détecteur en une tension continue constante qui polarise les varactors du VCO. La tension continue moyenne est proportionnelle au rapport cyclique, qui est le rapport entre le temps d'impulsion binaire 1 et la période du signal. Des impulsions étroites (rapport cyclique faible) produisent une tension continue moyenne faible et des impulsions larges (rapport cyclique élevé) produisent une tension continue moyenne élevée. La figure 8-11(e) montre comment la tension continue moyenne varie avec le déphasage. La plupart des PLL se verrouillent sur une différence de phase de 90°. Ensuite, lorsque la fréquence du VCO change en raison de la dérive ou, en raison de changements dans le rapport du diviseur de fréquence, l'entrée du détecteur de phase de, , Figure 8-11, , Fonctionnement du détecteur de phase XOR., A B, 0 0, 0 1, 1 0, 1 1, , XOR, C, , A, B, , C, 0, 1, 1, 0, , Table de vérité, (a), 1, , 1, A, , A, 0, 1, , 0, 1, B, C, , B, 0, 1, , 0, 1, 0, , C, En phase, (b), , 0, , 1, 0, 1, B, C, , 248, , Chapitre 8, , 0, 1, 0, , 180° déphasé, (c), , Tension au verrouillage, , Sortie cc moyenne, , A, , 其, Tension cc moyenne, déphasage de 90°, ( d ), , 0°, , 90°, , 180°, (e), , 270°, , 360°

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le diviseur de rétroaction change, faisant varier le rapport cyclique. Cela modifie la tension continue du filtre de boucle et force un changement de la fréquence du VCO pour compenser le changement d'origine. Notez que le XOR produit une tension continue positive moyenne, mais l'ampli op utilisé, dans le filtre de boucle, l'inverse en une tension continue négative, comme requis par le VCO., La fréquence de sortie du synthétiseur fo et la fréquence de référence du détecteur de phase fr sont liés au rapport diviseur global R comme suit :, R5, , fo, fr, , fo 5 Rfr, , ou, , fr 5, , fo, R, , Dans notre exemple, l'entrée de référence du détecteur de phase fr doit être de 30 kHz pour correspondre à la rétroaction de la sortie VCO fo. Supposons une fréquence de sortie VCO de 389,76 MHz. Un diviseur de fréquence réduit cette quantité à 30 kHz. Le rapport de division global est, R 5 fo /fr 5 389 760 000/30 000 5 12 992., Dans certains synthétiseurs PLL à très haute fréquence, un diviseur de fréquence spécial appelé a, prescaler est utilisé entre la fréquence de sortie élevée du VCO et le programmable , partie du diviseur. Le prédiviseur peut être un ou plusieurs liplops à logique couplée à l'émetteur (ECL) ou un diviseur de fréquence CMOS à faible rapport pouvant fonctionner à des fréquences allant jusqu'à 1 à 2 GHz. Reportez-vous à nouveau à la Fig. 8-9. Le prédiviseur divise par un rapport de M 5 64 pour réduire la sortie 389,76 MHz du VCO à 6,09 MHz, ce qui est bien dans la plage de la plupart des diviseurs de fréquence programmables. Étant donné que nous avons besoin d'un rapport de division global de R 5 12 992 et qu'un facteur de M 5 64 se trouve dans le prédiviseur, la partie programmable de la rétroaction, le diviseur N peut être calculé. Le facteur de division total est R 5 MN 5 12 992. En réarrangeant, nous avons N 5 R/M 5 12 992/64 5 203. Maintenant, pour voir comment le synthétiseur change les fréquences de sortie lorsque la division, le rapport est modifié, supposons que la partie programmable du diviseur est modifiée par, un incrément , à N 5 204. Pour que la PLL reste dans un état verrouillé, la phase, l'entrée du détecteur doit rester à 30 kHz. Cela signifie que la fréquence de sortie du VCO doit changer. Le nouveau rapport de division de fréquence est 204 3 64 5 13 056. En multipliant cela par 30 kHz, on obtient la nouvelle fréquence de sortie du VCO de 5 30 000 3 13 056 5 391 680 000 Hz 5 391,68 MHz. Au lieu de l'incrément de 30 kHz souhaité, la sortie du VCO a varié de 391 680 000 2 389 760 000 5 1 920 000 Hz, soit un pas de 1,92 MHz. Cela a été causé par le prescaler. Pour qu'un pas de 30 kHz soit atteint, le diviseur de rétroaction aurait dû changer son rapport de 12 992 à 12 993. Étant donné que le prédiviseur est fixé avec un facteur de division de 64, le plus petit pas d'incrément est de 64 fois la fréquence de référence, soit 64 3 30 000 5 1 920 000 Hz. Le prédiviseur résout le problème d'avoir un diviseur avec une capacité de fréquence suffisamment élevée pour gérer la sortie VCO, mais force l'utilisation de diviseurs programmables pour seulement une partie du rapport de diviseur total. En raison du prédiviseur, le rapport de division n'est pas incrémenté par incréments entiers mais par incréments de 64. Les concepteurs de circuits peuvent soit vivre avec cela, soit trouver une autre solution. Une solution possible consiste à réduire la fréquence de référence d'un facteur de 64. Dans par exemple, la fréquence de référence deviendrait 30 kHz/64 5 468,75 Hz. Pour obtenir cette fréquence à l'autre entrée du détecteur de phase, un facteur de division supplémentaire de 64 doit être inclus dans le diviseur programmable, ce qui en fait N 5 203 3 64 5 12 992., En supposant la fréquence de sortie d'origine de 389,76 MHz, le le rapport diviseur global est, R 5 MN 5 12 992(64) 5 831 488. Cela rend la sortie du diviseur programmable, égale à la fréquence de référence, soit fr 5 389 760 000/831 488 5 468,75 Hz., Cette solution est logique, mais elle présente plusieurs inconvénients. Premièrement, cela augmente le coût et la complexité en nécessitant deux circuits intégrés de division par 64 supplémentaires dans les voies de référence et de rétroaction. Deuxièmement, plus la fréquence de fonctionnement du détecteur de phase est basse, plus il est difficile de filtrer la sortie en direct. actuel. De plus, la réponse basse fréquence du filtre ralentit le processus de verrouillage. Lorsqu'un changement dans le rapport du diviseur est effectué, la fréquence du VCO doit changer. Il faut un temps ini pour que le filtre développe la valeur de tension corrective nécessaire pour décaler la fréquence du VCO. Plus la phase, la fréquence du détecteur est faible, plus ce temps de retard de verrouillage est important. Il a été déterminé que la fréquence acceptable la plus basse est d'environ 1 kHz, et même cela est trop bas dans certaines applications. À 1 kHz, le changement de fréquence du VCO est très lent car le condensateur de filtre change de charge, Radio Transmitters, , Prescaler, , 249

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Figure 8-12, , Utilisation d'un prédiviseur à module variable dans un diviseur de fréquence PLL., Prédiviseur, , Entrée du VCO, fo, , ⫼M, ⫼M⫹1, , ⫼A, Preset, , Modulus, control, , Detect zéro, , Présélection A, , Décompteurs, , ⫼N, Sortie fr, (vers détecteur de phase), Présélection N, , Diviseur fractionnaire N, , 250, , en réponse aux différentes impulsions de rapport cyclique du détecteur de phase. Avec une fréquence de détecteur de phase de 468,75 Hz, la réponse de la boucle devient encore plus lente. Pour des changements de fréquence plus rapides, une fréquence beaucoup plus élevée doit être utilisée. Pour le spectre étalé et dans certaines applications satellitaires, la fréquence doit changer en quelques microsecondes ou moins, ce qui nécessite une fréquence de référence extrêmement élevée. Pour résoudre ce problème, les concepteurs de synthétiseurs PLL haute fréquence ont créé des diviseurs de fréquence IC spéciaux, tels que celle schématisée à la Fig. 8-12. C'est ce qu'on appelle un diviseur N fractionnaire PLL. La sortie VCO est appliquée à un diviseur spécial de prédiviseur à module variable. Il est constitué de circuits logiques couplés à l'émetteur ou de circuits CMOS. Il est conçu pour avoir deux rapports de diviseur, M et M 1 1. Certaines paires de rapports couramment disponibles sont 10/11, 64/65 et 128/129. Supposons l'utilisation d'un compteur 64/65. Le rapport de division réel est déterminé par l'entrée de commande de module. Si cette entrée est un 0 binaire, le prédiviseur divise par M,, ou 64 ; si cette entrée est 1 binaire, le prédiviseur divise par M 1 1, soit 65. Comme le montre la Fig. 8-12, la commande de module reçoit son entrée d'une sortie du compteur A. Les compteurs A et N sont des décompteurs programmables utilisé comme diviseur de fréquence. Les rapports de diviseur sont prédéfinis dans les compteurs à chaque fois qu'un cycle de diviseur complet est atteint. Ces rapports sont tels que N . A., L'entrée de comptage de chaque compteur provient de la sortie du prédiviseur à module variable., Un cycle de diviseur commence en préréglant les décompteurs sur A et N et en réglant le prédiviseur sur M 1 1 5 65. La fréquence d'entrée du VCO est fo. L'entrée des décompteurs est fo /65. Les deux compteurs commencent à décompter. Comme A est un compteur plus court que N, A décrémentera d'abord jusqu'à 0. Quand c'est le cas, sa sortie de détection-0 passe à l'état haut, changeant le module du prédiviseur de 65 à 64. Le compteur N compte initialement, d'un facteur A, mais continue à décompter avec une entrée de fo /64 . Lorsqu'il atteint 0, les deux décompteurs sont à nouveau préréglés, le prédiviseur modulo double est changé, de nouveau à un rapport de division de 65, et le cycle recommence., Le rapport de division total R du diviseur complet de la Fig. 8- 12 est R 5 MN 1 A. Si, M 5 64, N 5 203 et A 5 8, le rapport diviseur total est R 5 64(203) 1 8 5 12 992 1, 8 5 13 000. La fréquence de sortie est de 5 Rfr 5 13 000 (30 000) 5 390 000 000 5 390 MHz., Tout rapport de diviseur dans la plage souhaitée peut être obtenu en sélectionnant les valeurs prédéfinies appropriées pour A et N. De plus, ce diviseur incrémente le rapport de diviseur un nombre entier à un instant pour que l'incrément de la fréquence de sortie soit de 30 kHz, comme souhaité., Par exemple, supposons que N est défini sur 207 et A est défini sur 51. Le rapport du diviseur total est R 5 MN 1 A 5 64(207) 1 51 5 13 248 1 51 5 13 299. La nouvelle fréquence de sortie est fo 5 13 299(30 000) 5 398 970 000 5 398,97 MHz., Si la valeur A est modifiée de 1, en l'élevant à 52, le nouveau rapport de division est R 5 MN 1 A 5, 64(207) 1 52 5 13 248 1 52 5 13 300. La nouvelle fréquence est de 5 13 300(3 000) 5 399 000 000 5 399 MHz. Notez qu'avec un changement d'incrément dans A de 1, R modifié par, , Chapitre 8

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1 et la fréquence de sortie finale augmentée d'un incrément de 30 kHz (0,03 MHz), de 398,97 à 399 MHz., Les valeurs prédéfinies pour N et A peuvent être fournies par presque toutes les sources numériques parallèles, mais sont généralement fournies par un microprocesseur ou sont stockés dans une ROM. Bien que ce type de circuit soit complexe, il permet d'obtenir les résultats souhaités en augmentant la fréquence de sortie par incréments égaux à l'entrée de référence du détecteur de phase et en permettant à la fréquence de référence de rester élevée de sorte que le retard de changement de la fréquence de sortie soit plus court., , Exemple 8-3, Un synthétiseur de fréquence a un oscillateur de référence à cristal de 10 MHz suivi d'un diviseur avec un facteur de 100. Le prédiviseur à module variable a M 5 31/32. Les décompteurs A et N ont des facteurs de 63 et 285, respectivement. Quelle est la fréquence de sortie du synthétiseur ?, Le signal d'entrée de référence vers le détecteur de phase est, 10 MHz, 5 0,1 MHz 5 100 kHz, 100, Le facteur diviseur total R est, R 5 MN 1 A 5 32 (285) 1 63 5 9183, la sortie de ce diviseur doit être de 100 kHz pour correspondre au signal de référence de 100 kHz pour obtenir le verrouillage. Par conséquent, l'entrée du diviseur, la sortie du VCO, est R fois, 100 kHz, ou, fo 5 9183 (0,1 MHz) 5 918,3 MHz, , Exemple 8-4, Démontrer que le changement progressif de la fréquence de sortie pour le synthétiseur dans, l'exemple 8-3 est égal à la plage de référence du détecteur de phase, ou 0,1 MHz., Modification du facteur A d'un incrément à 64 et recalcul du rendement de sortie, R 5 32(285) 1 64 5 9184, fo 5 9184( 0,1 MHz) 5 918,4 MHz, L'incrément est de 918,4 2 918,3 5 0,1 MHz., , Synthèse numérique directe, Une nouvelle forme de synthèse de fréquence est connue sous le nom de synthèse numérique directe (DDS). Un synthétiseur DDS génère numériquement une sortie d'onde sinusoïdale. La fréquence de sortie peut varier par incréments en fonction d'une valeur binaire fournie à l'unité par un compteur, un registre ou un microcontrôleur intégré., , Transmetteurs radio, , Synthèse numérique directe, , 251

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Le concept de base du synthétiseur DDS est illustré à la Fig. 8-13. Une mémoire morte (ROM) est programmée avec la représentation binaire d'une onde sinusoïdale. Ce sont les valeurs qui seraient générées par un convertisseur analogique-numérique (A/N) si une onde sinusoïdale analogique était numérisée et stockée dans la mémoire. Si ces valeurs binaires sont transmises à un, Figure 8-13, , Concept de base d'une source de fréquence DDS., , ROM, (sinus, tableau), , LPF, , Convertisseur N/A, , Sinus, onde, sortie, , Adresse, , Horloge, , Figure 8-14, , Compteur (ou registre), , Passage d'un signal sinusoïdal au courant continu., ⫹1, , 0, , ⫺1, 0⬚, , 90⬚, , 180⬚ , , 270⬚, , 360⬚, (0⬚), , 270⬚, , 360⬚, (0⬚), , (a) Onde sinusoïdale standard, , ⫹2, , ⫹1, , 0, 0⬚, , 90⬚, , 180⬚, (b) Onde sinusoïdale décalée, , 252, , Chapitre 8

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convertisseur numérique-analogique (N/A), la sortie du convertisseur N/A sera une approximation étagée de l'onde sinusoïdale. Un iltre passe-bas (LPF) est utilisé pour supprimer le contenu haute fréquence près de la fréquence d'horloge, lissant ainsi la sortie ca en une onde sinusoïdale presque parfaite., Pour faire fonctionner ce circuit, un compteur binaire est utilisé pour fournir le mot d'adresse à le, ROM. Un signal d'horloge fait avancer le compteur qui fournit une adresse séquentiellement croissante à la ROM. Les nombres binaires stockés dans la ROM sont appliqués au convertisseur N/A et l'onde sinusoïdale étagée est générée. La fréquence de l'horloge détermine la fréquence de l'onde sinusoïdale. Pour illustrer ce concept, supposons une ROM de 16 mots dans laquelle chaque emplacement de stockage a une adresse de 4 bits. Les adresses sont fournies par un compteur binaire 4 bits qui compte, de 0000 à 1111 et se recycle. Stockés dans la ROM sont des nombres binaires représentant des valeurs qui sont le sinus d'angles particuliers de l'onde sinusoïdale à générer. Étant donné qu'une onde sinusoïdale a une longueur de 360° et que le compteur 4 bits produit 16 adresses ou incréments, les valeurs binaires représentent les valeurs sinusoïdales à 360/16 5 incréments de 22,5°., Supposons en outre que ces valeurs sinusoïdales sont représentées avec 8 bits de précision. Les valeurs sinusoïdales binaires de 8 bits sont transmises au convertisseur N/A, où elles sont converties en une tension proportionnelle. Si le convertisseur N/A est une unité simple capable d'une tension de sortie continue uniquement, il ne peut pas produire une valeur négative de tension comme requis par une onde sinusoïdale. Par conséquent, nous ajouterons à la valeur sinusoïdale stockée dans la ROM une valeur de décalage qui produira une onde sinusoïdale, en sortie, mais décalée de sorte qu'elle soit entièrement positive. Par exemple, si nous souhaitons produire une onde sinusoïdale, avec une valeur de crête de 1 V, l'onde sinusoïdale varierait de 0 à 11, puis reviendrait à 0, de 0 à 21, puis reviendrait à 0, comme indiqué dans Figure 8-14(a). Nous ajoutons un 1 binaire à la forme d'onde, de sorte que la sortie du convertisseur N/A apparaisse comme indiqué sur la Fig. 8-14(b). La sortie du convertisseur N/A sera de 0 à la valeur négative maximale de l'onde sinusoïdale. Cette valeur de 1 est ajoutée à chacune des valeurs de sinus stockées dans la ROM. La figure 8-15 montre l'adresse ROM, l'angle de phase, la valeur sinusoïdale et la valeur sinusoïdale plus 1. Si le compteur commence à compter à zéro, les valeurs sinusoïdales seront accédées séquentiellement, à partir de la ROM et transmises au D/ Un convertisseur qui produit une approximation par étapes de l'onde sinusoïdale. La forme d'onde résultante (rouge) pour un compte complet du compteur est illustrée à la Fig. 8-16. Si l'horloge continue de compter, le compteur se recyclera et le cycle de sortie d'onde sinusoïdale sera répété. Un point important à noter est que ce synthétiseur de fréquence produit un cycle d'onde sinusoïdale complet pour 16 impulsions d'horloge. La raison en est que nous avons utilisé 16 sinus, Figure 8-15, BON À SAVOIR, Le contenu haute fréquence proche de la fréquence d'horloge du convertisseur N/A doit être supprimé de la forme d'onde. Un filtre passe-bas est utilisé pour accomplir cela, et une onde sinusoïdale lisse en résulte., , Adresse et valeurs sinusoïdales pour un DDS 4 bits., , ADRESSE, , ANGLE (DEGRÉS), , SINE, , SINE ⴙ 1 , , 0000, 0001, 0010, 0011, 0100, 0101, 0110, 0111, 1000, 1001, 1010, 1011, 1100, 1101, 1110, 1111, 0000, , 90, 112.5, 13 5, 157,5, 180, 202,5, 225 , 247,5, 270, 292,5, 315, 337,5, 360, 22,5, 45, 67,5, 90, , 1, 0,924, 0,707, 0,383, 0, ⫺0,383, ⫺0,707, ⫺0,924, ⫺1 , ⫺0.924, ⫺0.707, ⫺0,383, 0, 0,383, 0,707, 0,924, 1, , 2, 1,924, 1,707, 1,383, 1, 0,617, 0,293, 0,076, 0, 0,076, 0,293, 0,617, 1, 1,383, 1.707, 1.924, 2, , Radio Transmetteurs, , 253

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Figure 8-16, , Formes d'onde de sortie d'un DDS 4 bits., , N⫽1, , N⫽2, , 2.0, 1.9, 1.8, 1.7, 1.6, 1.5, , N⫽4, , 1.4, 1.3, 1.2 , 1.1, 1.0, 0.9, 0.8, 0.7, 0.6, 0.5, 0.4, 0.3, 0.2, 0.1, 0, 90⬚, , 180⬚, , 270⬚, , BON À SAVOIR, La fréquence de sortie f0 est égale à la fréquence d'horloge fclk divisé par 2N, où N est le nombre de bits d'adresse dans la ROM., , Accumulateur, , 254, , 360⬚, (0⬚), , 90⬚, , valeurs pour créer le cycle unique de l'onde sinusoïdale dans ROM. Pour obtenir une représentation plus précise de l'onde sinusoïdale, nous aurions pu utiliser plus de bits. Par exemple, si nous avions utilisé un compteur 8 bits avec 256 états, les valeurs sinusoïdales seraient espacées tous les 360/256 5 1,4°, donnant une représentation très précise de l'onde sinusoïdale. En raison de cette relation, la fréquence de sortie de l'onde sinusoïdale f0 5 la fréquence d'horloge fclk /2N, où N est égal, au nombre de bits d'adresse dans la ROM., Si une fréquence d'horloge de 1 MHz était utilisée avec notre 4- compteur de bits, la sortie d'onde sinusoïdale, la fréquence serait, f0 5 1 000 000/24 ​​5 1 000 000/16 5 62 500 Hz, l'approximation échelonnée de l'onde sinusoïdale est ensuite appliquée à un filtre passe-bas où les composants haute fréquence sont supprimés , laissant une onde sinusoïdale à faible distorsion., La seule façon de changer la fréquence dans ce synthétiseur est de changer la fréquence d'horloge. Cet arrangement n'a pas beaucoup de sens compte tenu du fait que nous voulons que la sortie de notre synthétiseur ait la précision et la stabilité de l'oscillateur à cristal. Pour ce faire, l'horloge, l'oscillateur doit être contrôlé par cristal. La question devient alors, Comment pouvez-vous modifier ce circuit, pour maintenir une fréquence d'horloge constante et également changer la fréquence numériquement ?, La méthode la plus couramment utilisée pour faire varier la fréquence de sortie du synthétiseur consiste à remplacer le compteur par un registre dont le contenu sera utilisé comme adresse ROM mais aussi une adresse qui peut être facilement modifiée. Par exemple, il pourrait être chargé avec une adresse, à partir d'un microcontrôleur externe. Cependant, dans la plupart des circuits DDS, ce registre est utilisé conjointement avec un additionneur binaire, comme illustré à la Fig. 8-17. La sortie du registre d'adresse est appliquée à l'additionneur avec une valeur d'entrée binaire constante. Cette valeur constante peut également être modifiée. La sortie de l'additionneur est réinjectée dans le registre. La combinaison du registre et de l'additionneur est généralement appelée accumulateur. Ce circuit est agencé de sorte qu'à l'apparition de chaque impulsion d'horloge, la constante C est ajoutée à la valeur précédente du contenu du registre et la somme est re-stockée dans le registre d'adresse. La valeur constante provient du registre d'incrémentation de phase, qui à son tour l'obtient d'un microcontrôleur intégré ou d'une autre source., Chapitre 8

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Figure 8-17, , Schéma fonctionnel DDS complet., , ROM, (sinus, tableau), , Incrément de phase, registre (compteur), , Convertisseur N/A, , LPF, , Sinus, onde, sortie, , Adresse, registre , , Adder, , Input from, processor or, other source, , Constant, value (c), , Clock, , Pour montrer comment ce circuit fonctionne, supposons que nous utilisons un registre d'accumulateur 4 bits, et la même ROM décrite précédemment. Supposons également que nous définissions la valeur constante à 1. Pour cette raison, chaque fois qu'une impulsion d'horloge se produit, un 1 est ajouté au contenu du registre. Avec le registre initialement réglé sur 0000, la première impulsion d'horloge entraînera l'incrémentation du registre à 1. Lors de l'impulsion d'horloge suivante, le registre incrémentera à 2, et ainsi de suite. En conséquence, cet agencement agit exactement comme le compteur binaire décrit précédemment., Supposons maintenant que la valeur constante est 2. Cela signifie que pour chaque impulsion d'horloge, la valeur du registre sera incrémentée de 2. À partir de 0000, le registre le contenu serait, 0, 2, 4, 6, et ainsi de suite. En regardant le tableau des valeurs sinusoïdales de la Fig. 8-15, vous pouvez voir que les valeurs émises vers le convertisseur N/A décrivent également l'onde sinusoïdale, mais l'onde sinusoïdale est générée à un rythme plus rapide. Au lieu d'avoir huit valeurs d'amplitude représentant la valeur crête à crête de l'onde sinusoïdale, seules quatre valeurs sont utilisées. Reportez-vous à la Fig. 8-16, qui illustre à quoi ressemble la sortie (courbe bleue). La sortie est, bien sûr, une approximation étagée d'une onde sinusoïdale, mais pendant le cycle complet du compteur de 0000 à 1111, deux cycles de l'onde sinusoïdale de sortie se produisent. La sortie a moins d'étapes et est une représentation plus grossière. Avec un iltre passe-bas adéquat, la sortie sera une onde sinusoïdale, dont la fréquence est le double de celle générée par le circuit avec une entrée constante de 1. La fréquence de l'onde sinusoïdale peut en outre être ajustée en modifiant la valeur ajoutée constante. à l'accumulateur. Régler la constante sur 3 produira une fréquence de sortie, c'est-à-dire trois fois celle produite par le circuit d'origine. Une valeur constante de 4 produit une fréquence quatre fois supérieure à la fréquence d'origine., Avec cet arrangement, nous pouvons maintenant exprimer la fréquence de l'onde sinusoïdale de sortie avec la, formule, f0 5, , Cfclk, 2N, , Plus la valeur constante C est élevée, moins il y a d'échantillons utilisés pour reconstruire la sortie, l'onde sinusoïdale. Lorsque la constante est réglée sur 4, chaque quatrième valeur de la Fig. 8-15 sera envoyée au convertisseur N/A, générant la forme d'onde en pointillés de la Fig. 8-16. Sa fréquence est quatre, fois l'original. Cela correspond à deux échantillons par cycle, qui est le plus petit nombre, qui peuvent être utilisés tout en générant une fréquence de sortie précise. Rappelons le critère de Nyquist, qui dit que pour reproduire adéquatement une onde sinusoïdale, il faut l'échantillonner au moins deux fois par cycle pour la reproduire fidèlement dans un convertisseur N/A., Pour rendre le DDS efficace, alors, le total nombre d'échantillons sinusoïdaux stockés dans la ROM, doit être une valeur très élevée. Les circuits pratiques utilisent un minimum de 12 bits d'adresse, ce qui donne 4096 échantillons sinusoïdaux. Même un plus grand nombre d'échantillons peut être utilisé., Émetteurs radio, , BON À SAVOIR, Pour les constantes incrémentées ajoutées, au registre d'accumulateur 4 bits, la sortie peut être calculée, sur la base de la constante C multipliée par l'horloge fréquence fclk, divisée par 2N, où N est le nombre de bits dans le registre., , 255

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Chapitre 8, 48, , Système, horloge, , ⫼2, , Fréquence, syntonisation, mot 1, , 48, , MUX, , 48, , 48, , 48, , Phase, accumulateur, ACC 2, 17, , 14, , MUX, , 14, , 17, , DDS core, I, , O, , 14, , Système, horloge, , 12, , 12, , 丢, , Multiplicateurs numériques, , Programmable, amplitude et, contrôle de débit, , Inverse , sinus, filtre, , lecture, , AD9852, , écriture, , série/, parallèle, sélection, , adresse 8 bits ou série, programmation, lignes, , tampons de port d'E/S, , bus, , 8 bits, parallèle, charge, , 12, , 12, , Système, horloge, , Fréquence Première phase 14 bits/ Deuxième phase 14 bits/ Modulation AM 12 bits CC, mot de décalage, mot de décalage, réglage, contrôle, mot 2, Programmation registres, , MUX, , Système, horloge, , 48, , Horloge système, , Interne, programmable, horloge de mise à jour, , Delta, fréquence, temporisateur, , CK, O, D, , INT/EXT, , Système, horloge, , 4X–20X, ref clk, multiplicateur, MUX, , Delta, fréquence, mot, , Système, horloge, , Ref, clk, tampon, MUX, , Bidirectionnel, interne/externe, mise à jour E/S, horloge, , PSK/ BPSK/hold, data in, , Diff/single, select, , Reference, clock in, Frequency, accumulator, ACC 1, , 256, Phase-toampuitude, converter, , Figure 8-18 Analog Devices AD9852 DDS chip., , MUX , , Master, reset, , ⫺, , ⫹, , Comparator, , 12-bit, control, DAC, , 12-bit, cosinus DAC, , ⫹Vs, , GND, , Shaped, ON/OFF, keying, , Clock , sortie, , analogique, entrée, , analogique, sortie, , DAC Rset, , analogique, sortie

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Le synthétiseur DDS décrit précédemment offre certains avantages par rapport à un synthétiseur PLL. Premièrement, si un nombre suffisant de bits de résolution dans la taille du mot ROM et la taille de l'accumulateur sont fournis, la fréquence peut être modifiée par incréments très fins. Et, parce que l'horloge est contrôlée par cristal, la sortie d'onde sinusoïdale résultante aura l'exactitude et la précision de l'horloge à cristal. Un deuxième avantage est que la fréquence du synthétiseur DDS peut généralement être modifiée, beaucoup plus rapidement que celle d'un synthétiseur DDS. synthétiseur PLL. N'oubliez pas que pour changer le synthétiseur PLL, la fréquence, un nouveau facteur de division de fréquence doit être entré dans le diviseur de fréquence. Une fois cela fait, il faut un temps infini pour que la boucle de rétroaction détecte l'erreur et s'installe dans le nouvel état verrouillé. Le temps de stockage du filtre passe-bas de la boucle retarde considérablement le changement de fréquence. Ce n'est pas un problème dans le synthétiseur DDS, qui peut changer de fréquence en quelques nanosecondes. Un inconvénient du synthétiseur DDS est qu'il est difficile d'en fabriquer un avec des fréquences de sortie très élevées. La fréquence de sortie est limitée par la vitesse des circuits N/A, convertisseur et logique numérique disponibles. Avec les composants d'aujourd'hui, il est possible de produire un synthétiseur DDS avec une fréquence de sortie aussi élevée que 200 MHz. D'autres développements dans la technologie IC augmenteront cela à l'avenir. Pour les applications nécessitant des fréquences plus élevées, la PLL reste la meilleure alternative. Les synthétiseurs DDS sont disponibles auprès de plusieurs sociétés de circuits intégrés. L'ensemble du circuit DDS est contenu sur une puce. Le circuit d'horloge est généralement contenu dans la puce et sa fréquence est réglée par un cristal externe. Des lignes d'entrée binaires parallèles sont fournies pour définir la valeur constante requise pour modifier la fréquence. Un convertisseur N/A 12 bits est typique. Un exemple d'une telle puce est l'AD9852 d'Analog Devices, illustré à la Fig. 8-18. L'horloge sur puce est dérivée d'une PLL utilisée comme multiplicateur de fréquence qui peut être réglé pour se multiplier par n'importe quelle valeur entière entre 4 et 20. Avec un maximum de 20, une fréquence d'horloge de 300 MHz est générée. Pour atteindre cette fréquence, l'entrée d'horloge de référence externe doit être de 300/20 5 15 MHz. Avec une horloge de 300 MHz, le synthétiseur peut générer des ondes sinusoïdales jusqu'à 150 MHz. Les sorties proviennent de deux CNA 12 bits qui produisent à la fois les ondes sinusoïdales et cosinusoïdales. Un mot de fréquence de 48 bits est utilisé pour incrémenter la fréquence de 248 incréments., Un accumulateur de phase de 17 bits vous permet de décaler la phase de 217 incréments., Cette puce dispose également d'un circuit qui vous permet de moduler les sorties d'onde sinusoïdale. AM, FM, FSK, PM et BPSK peuvent être implémentés. Des circuits intégrés DDS plus avancés sont disponibles avec une résolution DAC de 14 bits et une entrée d'horloge maximale de 1 GHz., Gardez une chose importante à l'esprit. Bien qu'il existe des puces de synthétiseur PLL et DDS individuelles, aujourd'hui, ces circuits sont plus susceptibles de faire partie d'un système plus large sur une puce (SoC)., , Phase Noise, Une spécification et une caractéristique importantes de toute source de signal (porteuse), oscillateur à cristal, ou synthétiseur de fréquence est un bruit de phase. Le bruit de phase est la variation mineure de l'amplitude et de la phase de la sortie du générateur de signal. Le bruit provient de sources semi-conductrices naturelles, de variations d'alimentation ou d'agitation thermique dans les composants. Les variations de phase se manifestent par des variations de fréquence. Le résultat est ce qui semble être une source de signal d'onde sinusoïdale qui a été modulée en amplitude et en fréquence., Bien que ces variations soient faibles, elles peuvent entraîner des signaux dégradés à la fois dans les circuits de l'émetteur et du récepteur., Par exemple, dans le émetteur, des variations de la porteuse autres que celles imposées par le modulateur peuvent produire un signal « flou » pouvant entraîner des erreurs de transmission. Dans le récepteur, tout bruit ajouté peut masquer et interférer avec tout petit signal reçu. Un problème particulièrement difficile est la multiplication du bruit de phase dans les synthétiseurs PLL. Une PLL est un multiplicateur de fréquence naturelle qui amplifie en fait le bruit de phase de l'oscillateur à cristal d'entrée. L'objectif est donc de minimiser le bruit de phase dans le signal porteur par, par la conception ou par la sélection de sources de signal avec le moins de bruit de phase., Lorsque vous regardez une porteuse sinusoïdale sur un analyseur de spectre, ce que vous devriez voir, c'est une seule verticale ligne droite, son amplitude représentant la puissance du signal et elle, Radio Transmetteurs, , 257

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Figure 8-19 (a) Tracé de la porteuse idéale dans le domaine fréquentiel. (b) Tracé de porteuse du monde réel tel qu'indiqué sur un analyseur de spectre., Carrier, , Carrier, , Thermal noise, floor, , fc, , fc, , (a), , (b), , position horizontale représentant la fréquence porteuse (fc). Voir Fig. 8-19a. Cependant, en raison de la distorsion du signal ou du bruit, ce que vous voyez réellement est le signal de porteuse accompagné de bandes latérales autour de la porteuse composées d'harmoniques et de composants de bruit de phase. La figure 8-19b en est un exemple. La distorsion harmonique grave peut être filtrée, mais le bruit de phase ne le peut pas. Notez sur la Fig. 8-19b que les bandes latérales de bruit se produisent à la fois au-dessus et au-dessous de la fréquence porteuse. Lors de la mesure du bruit de phase, seules les bandes latérales supérieures sont prises en compte ; on suppose qu'en raison de la nature aléatoire du bruit, les bandes latérales supérieure et inférieure seront identiques. Le bruit de phase est désigné par L(f) et représente la seule bande latérale, la puissance référencée à la porteuse. Elle est calculée et mesurée comme le rapport de la puissance de bruit moyenne (Pn) dans une largeur de bande de 1 Hz en un point décalé de la porteuse à la porteuse, puissance du signal (Pc) exprimée en dBc/Hz. La puissance de bruit moyenne est appelée densité de puissance spectrale, L( f ) 5 Pn /Pc, la Fig. 8-20 montre un graphique du bruit de phase. Notez que la puissance de bruit est moyennée, sur une bande passante étroite de 1 Hz. L'emplacement de cette fenêtre de 1 Hz est décalé par rapport à, , Figure 8-20 Tracé à bande latérale unique du bruit de phase en L(f) dBc/Hz par rapport à la fréquence, montrant le décalage et la bande passante de mesure de 1 Hz. Pas à l'échelle., Carrier, , 0, , L(f ) – dBc/Hz, , –40, , 1Hz BW, , –120, –180, Frequency, , fc, Offset, (100 KHz), , 258, , Chapitre 8

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transporteur. Le bruit de phase est mesuré à différentes valeurs de décalage de 1 kHz à 10 MHz ou plus, selon les fréquences impliquées, le type de modulation et l'application., Le bruit de phase rapproché se situe dans la plage de 1 kHz à 10 kHz , tandis que le bruit de phase lointain est décalé de 1 MHz ou plus., La plage des valeurs de bruit de phase communes est de −40 dBc/Hz à −170 dB/Hz. Plus le nombre est grand, bien sûr, plus le bruit de phase est faible. Le niveau de bruit est le niveau le plus bas possible et est défini par la puissance thermique dans le circuit et peut être aussi bas que −180, dBc/Hz. Dans la Fig. 8-20, le bruit de phase est de −120 dBc/Hz à 100 kHz., , 8-3 Amplificateurs de puissance, Les trois types de base d'amplificateurs de puissance utilisés dans les émetteurs sont linéaires, de classe C et à commutation., Amplificateurs linéaires fournir un signal de sortie qui est une réplique identique agrandie de l'entrée. Leur sortie est directement proportionnelle à leur entrée, et ils reproduisent donc fidèlement une entrée, mais à un niveau de puissance plus élevé. La plupart des amplificateurs audio sont linéaires. Les amplificateurs RF linéaires sont utilisés pour augmenter le niveau de puissance des signaux RF à amplitude variable tels que les signaux AM ou SSB de bas niveau. La plupart des techniques de modulation numérique modernes telles que le spectre étalé, le QAM et le multiplexage par répartition orthogonale de la fréquence (OFDM) nécessitent une amplification linéaire pour conserver les informations du signal de modulation. Les ampliiers linéaires sont de classe A, AB ou B. La classe d'un ampli indique comment il est biaisé., Les ampliiers de classe A sont biaisés de sorte qu'ils conduisent en continu. La polarisation est réglée de manière à ce que l'entrée fasse varier le courant de collecteur (ou de drain) sur une région linéaire des caractéristiques du transistor. Ainsi sa sortie est une reproduction linéaire amplifiée de l'entrée. Habituellement, nous disons que l'amplificateur de classe A conduit pour 360° d'une onde sinusoïdale d'entrée., Les amplificateurs de classe B sont polarisés à la coupure de sorte qu'aucun courant de collecteur ne baisse avec une entrée nulle. Le transistor ne conduit que sur la moitié, ou 180°, de l'entrée sinusoïdale. Cela signifie que seule la moitié de l'onde sinusoïdale est amplifiée. Normalement, deux amplificateurs de classe B sont connectés dans un arrangement push-pull de sorte que les alternances positives et négatives de l'entrée soient ampliiées., Les amplificateurs linéaires de classe AB sont polarisés près de la coupure avec un collecteur continu, courant faible. Ils conduisent sur plus de 180° mais moins de 360° de l'entrée. Eux aussi sont principalement utilisés dans les amplificateurs push-pull et offrent une meilleure linéarité que les amplificateurs de classe B, mais avec moins d'efficacité., Les amplificateurs de classe A sont linéaires mais pas très efficaces. Pour cette raison, ils fabriquent des amplificateurs de puissance médiocres. En conséquence, ils sont principalement utilisés comme amplificateurs de tension à petit signal ou pour des ampliications à faible puissance. Les amplificateurs tampons décrits précédemment sont des amplificateurs de classe A. Les amplificateurs de classe B sont plus efficaces que les amplificateurs de classe A, car le courant est faible pour seulement une partie du signal d'entrée, et ils font de bons amplificateurs de puissance. Cependant, ils déforment un signal d'entrée car ils ne conduisent que pendant la moitié du cycle. Par conséquent, des techniques spéciales sont souvent utilisées pour éliminer ou compenser la distorsion. Par exemple, le fonctionnement des amplificateurs de classe B dans une configuration push-pull minimise la distorsion. Les amplificateurs de classe C conduisent même moins de la moitié du cycle d'entrée de l'onde sinusoïdale, ce qui les rend très efficaces. L'impulsion de courant hautement déformée qui en résulte est utilisée pour faire sonner un circuit accordé afin de créer une sortie d'onde sinusoïdale continue. Amplificateurs de classe C, ne peuvent pas être utilisés pour amplifier des signaux d'amplitude variable. Ils écrêteront ou déformeront un signal AM ou SSB. Cependant, les signaux FM ne varient pas en amplitude et peuvent donc être ampliiés avec des amplificateurs de classe C non linéaires plus efficaces. Ce type d'amplificateur constitue également un bon multiplicateur de fréquence car des harmoniques sont générées dans le processus d'amplification. Les amplificateurs de commutation agissent comme des commutateurs marche/arrêt ou numériques. Ils génèrent efficacement une sortie d'onde carrée. Une telle sortie déformée n'est pas souhaitable ; cependant, en utilisant des circuits accordés à Q élevé dans la sortie, les harmoniques générées dans le cadre du processus de commutation peuvent être facilement filtrées. L'action de commutation marche/arrêt est très efficace car les faibles courants, Émetteurs radio, , Amplificateur linéaire, , Amplificateur de classe A, , Amplificateur de classe B, , Amplificateur de classe AB, , BON À SAVOIR, La plupart des amplificateurs audio sont linéaires, et sont donc de classe A ou AB., , Amplificateur de classe C, , 259

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Figure 8-21, , Un amplificateur tampon RF linéaire (classe A)., ⫹V, , R1, , Porteuse, entrée de l'oscillateur, , R2, , R3, , pendant seulement la moitié du cycle d'entrée, et quand il le fait , la chute de tension aux bornes du transistor est très faible, ce qui entraîne une faible dissipation de puissance. Les amplificateurs de commutation sont désignés classe D, E, F et S., Amplificateurs linéaires, Les amplificateurs linéaires sont principalement utilisés dans les émetteurs AM et SSB, et des versions à faible et haute puissance sont utilisées. Quelques exemples suivent., , Tampons de classe A. Un simple amplificateur tampon de classe A est illustré à la Fig. 8-21. Ce type d'amplificateur est utilisé entre l'oscillateur porteur et l'amplificateur de puissance inal pour isoler l'oscillateur de la charge de l'amplificateur de puissance, qui peut modifier la fréquence de l'oscillateur. Il fournit également une augmentation de puissance modeste pour fournir la puissance d'entraînement requise par le , ampli inal. De tels circuits fournissent généralement des milliwatts de puissance et rarement plus de 1 W. Le signal de l'oscillateur porteur est couplé de manière capacitive à l'entrée. Le biais est dérivé de R1, R2 et R3. La résistance d'émetteur R3 est contournée pour fournir un gain maximum. Le collecteur est accordé avec un circuit LC résonnant à la fréquence de fonctionnement. Une boucle secondaire à couplage inductif transfère la puissance à l'étage suivant. Amplificateurs linéaires haute puissance. Un amplificateur linéaire de classe A haute puissance est illustré à la Fig. 8-22. Un MOSFET de puissance peut également être utilisé dans ce circuit avec quelques modifications. La polarisation de base est fournie par un circuit à courant constant compensé en température. La RF, entrée d'une source de 50 V, est connectée à la base via un circuit d'adaptation d'impédance composé de C1, C2 et L1. La sortie est adaptée à une charge de 50 V par le réseau d'adaptation d'impédance composé de L2, L3, C3 et C4. Lorsqu'il est connecté à un dissipateur thermique approprié, le transistor peut générer jusqu'à 100 W de puissance jusqu'à environ 200 MHz. L'amplificateur est conçu pour une fréquence spécifique qui est définie par les circuits accordés d'entrée et de sortie. Les amplificateurs de classe A ont une efficacité maximale de 50 %. Ainsi, seuls 50 % de la puissance continue sont convertis en RF, les 50 % restants étant dissipés dans le transistor. Pour une sortie RF de 100 W, le transistor dissipe 100 W. Des rendements inférieurs à 50 % sont typiques. Les transistors de puissance RF couramment disponibles ont une limite de puissance supérieure de plusieurs centaines de watts. Pour produire plus de puissance, deux appareils ou plus peuvent être connectés en parallèle, dans une configuration push-pull ou dans une combinaison. Des niveaux de puissance allant jusqu'à plusieurs milliers de watts sont possibles avec ces arrangements., , 260, , Chapitre 8

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Figure 8-22, , Un amplificateur RF linéaire de classe A haute puissance., ⫹28 V, , L2, L3, , To, antenne, (50 ⍀), , C3, RF, entrée, (50 ⍀), , L1 , , C1, , C4, , C2, , Base, polarisation, circuit, , ⫹28 V, , Figure 8-23, , Un amplificateur de puissance push-pull de classe B., , Q1, , T1, , T2, , Antenne , ou autre, charge, , RF, entrée, , Q2, R1, ⫹, , D1, , RFC, , ⫹V, , Amplificateurs push-pull de classe B. Un amplificateur de puissance linéaire de classe B utilisant le push-pull est, , Amplificateur push-pull, , illustré à la Fig. 8-23. Le signal de commande RF est appliqué à Q1 et Q2 via le transformateur d'entrée T1. Il fournit des signaux d'adaptation d'impédance et de commande de base à Q1 et Q2 qui sont déphasés de 180°. Un transformateur de sortie T2 couple l'alimentation à l'antenne ou à la charge., La polarisation est fournie par R1 et D1., Transmetteurs radio, , 261

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Figure 8-24 Amplificateur de puissance RF push-pull de 1 kW utilisant des MOSFET., Q1, 2,7 nH, , 10 ␮H, , 0,003 ␮F, , RF in, (10–90 MHz), , 20 nH, , 16 :1, , 20 ⍀, , 9:1, , 0,1 ␮F, , 0,47 ␮F, , RF, sortie, , 410 pF, , 300 pF, 20 nH, , ⫹50 V, , 0,003 ␮F, , T2 , , 20 ⍀, , T1, , Q1 ⫽ Q2 ⫽ MOSFET MRF154, 2,7 nH, , 0,003 ␮F, Q2, , Pour un fonctionnement de classe B, Q1 et Q2 doivent être polarisés juste au point de coupure. La jonction émetteur-base d'un transistor ne conduira pas tant qu'environ 0,6 à 0,8 V de polarisation directe ne sera appliquée en raison de la barrière de potentiel intégrée. Cet effet fait que les transistors sont naturellement polarisés au-delà de la coupure, pas juste à côté. Une diode au silicium polarisée en direct D1 a environ 0,7 V à travers elle, et cela est utilisé pour mettre Q1 et Q2 juste sur le seuil de conduction., Sur le demi-cycle positif de l'entrée RF, la base de Q1 est positive et le base, de Q2 est négatif. Le Q2 ​​est coupé, mais Q1 conduit, amplifiant linéairement le demi-cycle positif. Le courant du collecteur baisse dans la moitié supérieure de T2, ce qui induit une tension de sortie dans le secondaire. Sur l'alternance négative de l'entrée RF, la base de Q1 est, négative, donc elle est coupée. La base de Q2 est positive, donc Q2 amplifie le demi-cycle négatif. Les plus bas actuels au T2 et dans la moitié inférieure du T2, complétant un cycle complet. La puissance est répartie entre les deux transistors. Le circuit de la Fig. 8-23 est un circuit à large bande non accordé qui peut amplifier des signaux sur une large gamme de fréquences, généralement de 2 à 30 MHz. Un signal AM ou SSB de faible puissance, est généré à la fréquence désirée puis appliqué à cet ampli de puissance avant d'être envoyé à l'antenne. Avec les circuits push-pull, des niveaux de puissance allant jusqu'à 1 kW sont possibles. La Fig. 8-24 montre un autre amplificateur de puissance RF push-pull. Il utilise deux MOSFET de puissance, peut produire une sortie jusqu'à 1 kW sur la plage de 10 à 90 MHz et a un gain de puissance de 12 dB. La puissance d'entrée RF doit être de 63 W pour produire la sortie complète de 1 kW. Les transformateurs toroïdaux T1 et T2 sont utilisés à l'entrée et à la sortie pour l'adaptation d'impédance. Ils fournissent un fonctionnement à large bande sur la plage de 10 à 90 MHz sans réglage. Les bobines d'arrêt de 20 nH et les résistances de 20 V forment des circuits de neutralisation qui fournissent une rétroaction déphasée de la sortie à l'entrée pour éviter l'auto-oscillation. Amplificateurs de classe C, le circuit clé de la plupart des émetteurs AM et FM est le ampli classe C. Ces amplificateurs sont utilisés pour l'amplification de puissance sous la forme de pilotes, de multiplicateurs de fréquence et d'amplificateurs inaux. Les amplificateurs de classe C sont polarisés, de sorte qu'ils conduisent pour moins de 180° de l'entrée., Un ampli de classe C a généralement un angle de conduction de 908 à 150°. Le courant baisse, le traverse en impulsions courtes, et un circuit accordé résonant est utilisé pour l'amplification complète du signal., , 262, , Chapitre 8

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Figure 8-25, , Utilisation du seuil interne émetteur-base pour la polarisation de classe C., , (a), , Entrée RF, Emetteur-base, seuil, ⫹0,7, 0, , 180°, , 180°, , 120° –150°, , 120°–150°, , Collecteur, courant, impulsions, (b), , Méthodes de polarisation. La figure 8-25(a) montre une façon de polariser un amplificateur de classe C. La base du transistor est simplement reliée à la masse par l'intermédiaire d'une résistance. Aucune tension de polarisation externe n'est appliquée. Un signal RF à amplifier est appliqué directement sur la base., Le transistor conduit sur les alternances positives de l'onde d'entrée et est bloqué, sur les alternances négatives. Bien que cela ressemble à une configuration de classe B, ce n'est pas le cas. Rappelons que la jonction émetteur-base d'un transistor bipolaire a un seuil de tension directe d'environ 0,7 V. En d'autres termes, la jonction émetteur-base ne conduit vraiment que lorsque la base est plus positive que l'émetteur de 0,7 V. Pour cette raison, le transistor a une polarisation inverse intégrée inhérente. Lorsque le signal d'entrée est appliqué, le courant du collecteur ne diminue pas tant que la base n'est pas positive, de 0,7 V. Ceci est illustré à la Fig. 8-25(b). Le résultat est que le courant du collecteur diminue, à travers le transistor en impulsions positives pendant moins de 180 ° de l'alternance positive en courant alternatif. Dans de nombreux étages de commande et de multiplicateur à faible puissance, aucune disposition de polarisation spéciale autre que l'émetteur inhérent tension de jonction de base sont nécessaires. La résistance entre la base et la masse fournit simplement une charge pour le circuit de commande. Dans certains cas, un angle de conduction plus étroit que celui fourni par le circuit de la Fig. 8-25(a) doit être utilisé. Dans de tels cas, une certaine forme de biais doit être appliquée. Un moyen simple de fournir une polarisation consiste à utiliser les émetteurs radio, BON À SAVOIR, Le Q du circuit accordé dans les amplificateurs de classe C doit être suffisamment élevé pour atténuer suffisamment les harmoniques. Le circuit accordé doit également avoir une bande passante suffisante pour laisser passer les bandes latérales créées par le processus de modulation., , 263

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Figure 8-26 Méthodes de polarisation d'un amplificateur de classe C. (a) Biais du signal. (b) Biais externe. (c) Auto-biais., , ⫹, , ⫺, , RFC, , R1, , ⫺VBB, (a), , (b), , ⫹, RFC, R1, , C1, , ⫺, , (c) , , Biais du signal, , Méthode d'auto-biais, , Réseau RC illustré à la Fig. 8-26(a). Ici, le signal à amplifier est appliqué à travers le condensateur C1. Lorsque la jonction émetteur-base conduit sur le demi-cycle positif, C1, se charge jusqu'au pic de la tension appliquée moins la chute directe à travers la jonction émetteur-base. Sur le demi-cycle négatif de l'entrée, la jonction émetteur-base est polarisée en inverse, de sorte que le transistor ne conduit pas. Pendant ce temps, cependant, le condensateur C1 se décharge à travers R1, produisant une tension négative à travers R1, qui sert de polarisation inverse sur le transistor. En ajustant correctement la constante de temps de R1 et C1, une tension de polarisation inverse moyenne en courant continu peut être établie. La tension appliquée amène le transistor à conduire, mais uniquement sur les crêtes. Plus la tension de polarisation continue moyenne est élevée, plus l'angle de conduction est étroit et plus la durée des impulsions de courant de collecteur est courte. Cette méthode est appelée polarisation du signal. Bien entendu, une polarisation négative peut également être fournie à un amplificateur de classe C à partir d'une tension d'alimentation continue fixe, comme illustré à la Fig. 8-26(b). Une fois l'angle de conduction souhaité établi, la valeur de la tension inverse peut être déterminée et appliquée à la base via le RFC. Le signal entrant est ensuite couplé à la base, amenant le transistor à conduire uniquement sur les crêtes des alternances d'entrée positives. C'est ce qu'on appelle la polarisation externe et nécessite une alimentation continue négative séparée. Une autre méthode de polarisation est illustrée à la Fig. 8-26(c). Comme dans le circuit illustré à la Fig. 8-26(a), la polarisation est dérivée du signal. Cet agencement est connu sous le nom de méthode d'auto-polarisation. Lorsque le courant baisse dans le transistor, une tension est développée aux bornes de R1. Le condensateur C1 est chargé et maintient la tension constante. Cela rend l'émetteur plus positif que la base, ce qui a le même effet qu'une tension négative sur la base. Une entrée forte, un signal est nécessaire pour un bon fonctionnement. Ces circuits fonctionnent également avec une amélioration, mode MOSFET., , Circuit de sortie accordé, , Circuits de sortie accordés. Tous les ampliiers de classe C ont une certaine forme de circuit accordé connecté dans le collecteur, comme illustré à la Fig. 8-27. L'objectif principal de ce circuit accordé est de former la sortie d'onde sinusoïdale complète. Un circuit accordé en parallèle sonne,, , 264, , Chapitre 8

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Figure 8-27, , Fonctionnement de l'amplificateur de classe C., ⫹VCC, , Entrée, , 0, , Collecteur, courant, impulsions, Sortie, , Entrée, , Vp⫺p ⫽ 2VCC, ⫹VCC, Collecteur, sortie, tension, 0V , , ou oscille à sa fréquence de résonance chaque fois qu'il reçoit une impulsion continue. L'impulsion charge le condensateur qui, à son tour, se décharge dans l'inductance. Le champ magnétique dans l'inducteur augmente puis s'effondre, induisant une tension qui recharge alors le condensateur dans le sens opposé. Cet échange d'énergie entre l'inductance et le condensateur, appelé effet lywheel, produit une onde sinusoïdale amortie à la fréquence de résonance. Si le circuit résonant reçoit une impulsion de courant à chaque demi-cycle, la tension aux bornes du circuit accordé est une onde sinusoïdale d'amplitude constante à la fréquence de résonance. Même si le courant passe à travers le transistor en impulsions courtes, l'amplificateur de classe C, la sortie est une onde sinusoïdale continue., Une autre façon de voir le fonctionnement d'un amplificateur de classe C est de voir le transistor, comme fournissant une impulsion fortement déformée. de puissance au circuit accordé. Selon la théorie de Fourier, ce signal déformé contient une onde sinusoïdale fondamentale plus des harmoniques pairs et impairs. Le circuit accordé agit comme un filtre passe-bande pour sélectionner l'onde sinusoïdale fondamentale, contenue dans le signal composite déformé., Le circuit accordé dans le collecteur est également utilisé pour filtrer les harmoniques indésirables. Les impulsions courtes dans un amplificateur de classe C sont composées de deuxième, troisième, quatrième, cinquième, etc., harmoniques. Dans un émetteur haute puissance, les signaux sont émis à ces fréquences harmoniques, ainsi qu'à la fréquence de résonance fondamentale. Un tel rayonnement harmonique peut provoquer des interférences hors bande et le circuit accordé agit comme un iltre sélectif pour éliminer ces harmoniques d'ordre supérieur. Si le Q du circuit accordé est suffisamment élevé, les harmoniques seront supprimées de manière adéquate., Le Q du circuit accordé dans l'amplificateur de classe C doit être sélectionné de manière à fournir une atténuation adéquate des harmoniques mais également une bande passante suffisante pour passer, les bandes latérales produites par le processus de modulation. Rappelez-vous que la bande passante et, Q d'un circuit accordé sont liés par l'expression, BW 5, , fr, Q, , Q5, , fr, BW, , Si le Q du circuit accordé est trop élevé, alors la bande passante sera très étroite et certaines des bandes latérales à haute fréquence seront éliminées. Cela provoque une forme de distorsion de fréquence appelée écrêtage de bande latérale et peut rendre certains signaux inintelligibles ou, au moins, limiter l'idélité de la reproduction., Radio Transmitters, , 265

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L'une des principales raisons pour lesquelles les amplificateurs de classe C sont préférés pour la puissance RF, l'amplification par rapport aux amplificateurs de classe A et de classe B est leur rendement élevé. N'oubliez pas que le rendement est le rapport entre la puissance de sortie et la puissance d'entrée. Si toute la puissance générée, la puissance d'entrée, est convertie en puissance de sortie, le rendement est de 100 %. Cela ne se produit pas dans le monde réel à cause des pertes. Mais dans un ampli de classe C, une plus grande partie de la puissance totale générée est appliquée à la charge. Étant donné que le courant est faible, pendant moins de 180 ° du cycle d'entrée en courant alternatif, le courant moyen dans le transistor est assez faible ; c'est-à-dire que la puissance dissipée par le dispositif est faible. Un ampli de classe C fonctionne presque comme un interrupteur à transistor qui est éteint pendant plus de 180° du cycle d'entrée. Le commutateur conduit pendant environ 90 à 150° du cycle d'entrée. Pendant le temps qu'il conduit, sa résistance émetteur-collecteur est faible. Même si le courant de crête peut être élevé, la dissipation de puissance totale est bien inférieure à celle des circuits de classe A et de classe B. Pour cette raison, une plus grande partie de la puissance continue est convertie en énergie RF et transmise à la charge, généralement une antenne. L'efficacité de la plupart des amplificateurs de classe C se situe dans la plage de 60 à 85 %. La puissance d'entrée dans un amplificateur de classe C est la puissance moyenne consommée par le circuit, qui est simplement le produit de la tension d'alimentation et du collecteur moyen, courant, ou, broche 5 VCC (IC), par exemple, si la tension d'alimentation est de 13,5 V et le courant de collecteur cc moyen est de 0,7 A, la puissance d'entrée est la broche 5 13,5 (0,7) 5 9,45 W., la puissance de sortie est la puissance réellement transmise à la charge. La quantité de puissance dépend de l'efficacité de l'ampliier. La puissance de sortie peut être calculée avec l'expression de puissance familière, Pout 5, , V2, RL, , où V est la tension de sortie RF au collecteur de l'ampliier et RL est la charge, l'impédance. Lorsqu'un amplificateur de classe C est configuré et fonctionne correctement, la tension de sortie RF crête à crête est égale à deux fois la tension d'alimentation, ou 2 VCC (voir Fig. 8-27)., Multiplicateur de fréquence, , BON À SAVOIR, Bien que des multiplicateurs peuvent être construits pour augmenter la fréquence d'entrée de n'importe quel nombre entier jusqu'à environ 10, les meilleurs résultats sont obtenus avec des multiplicateurs de 2 et 3., , 266, , Multiplicateurs de fréquence. Tout amplificateur de classe C est capable d'effectuer une multiplication de fréquence si le circuit accordé dans le collecteur résonne à un multiple entier de la fréquence d'entrée. Par exemple, un doubleur de fréquence peut être construit en connectant simplement un circuit accordé en parallèle dans le collecteur d'un ampliier de classe C qui résonne à deux fois la fréquence d'entrée. Lorsque l'impulsion de courant du collecteur se produit, elle excite ou sonne le circuit accordé à deux fois la fréquence d'entrée. Une impulsion de courant est faible pour chaque cycle sur deux de l'entrée. Un circuit tripleur est construit exactement de la même manière, sauf que le circuit accordé résonne à trois fois la fréquence d'entrée, recevant une impulsion d'entrée tous les 3 cycles d'oscillation qu'il produit (voir Fig. 8-28)., Les multiplicateurs peuvent être construit pour augmenter la fréquence d'entrée par n'importe quel facteur entier, jusqu'à environ 10. Lorsque le facteur de multiplication augmente, la puissance de sortie du multiplicateur diminue. Pour la plupart des applications pratiques, le meilleur résultat est obtenu avec des multiplicateurs de 2 et 3. Une autre façon de voir le fonctionnement d'un multiplicateur de fréquence de classe C est de se rappeler que l'impulsion de courant non sinusoïdale est riche en harmoniques. Chaque fois que l'impulsion se produit, les deuxième, troisième, quatrième, cinquième et harmoniques supérieures sont générées., Le but du circuit accordé dans le collecteur est d'agir comme un filtre pour sélectionner l'harmonique souhaitée., Dans de nombreuses applications, un facteur de multiplication supérieur à celui pouvant être obtenu avec un étage multiplicateur unique est requis. Dans de tels cas, deux multiplicateurs ou plus sont montés en cascade. La Fig. 8-29 montre deux exemples de multiplicateurs. Dans le premier cas, les multiplicateurs de 2 et 3 sont mis en cascade pour produire une multiplication globale de 6. Dans le second, trois multiplicateurs fournissent une multiplication globale de 30. Le facteur de multiplication total est le produit des facteurs de multiplication de l'individu. étapes., Chapitre 8

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La relation entre le courant du transistor et la tension du circuit accordé dans, un tripleur de fréquence., , Tension de sortie, , Figure 8-28, , Courant du collecteur, , t, , t, , Figure 8-29, , Multiplication de fréquence avec des amplificateurs de classe C ., 2⫻3⫽6, ⫻2, , 6 MHz, , ⫻3, , 18 MHz, , 3 MHz, , Amplificateurs de classe C, , 2 ⫻ 3 ⫻ 5 ⫽ 30, ⫻2, , 10 MHz, , ⫻ 3, , 30 MHz, , ⫻5, , 150 MHz, , 5 MHz, , Rendement, Une spécification clé pour tous les amplificateurs de puissance RF, en particulier les amplificateurs linéaires, est leur rendement. L'efficacité est simplement le rapport de la puissance de sortie de l'amplificateur (Po) à la puissance totale en courant continu (Pdc) utilisée pour produire la sortie, ou :, η 5 Po/Pdc 3 100, Radio Transmitters, , 267

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L'efficacité est le pourcentage mathématique de la puissance d'entrée CC qui est convertie en puissance RF. L'idéal, bien sûr, est de 100 %, ce qui ne peut être atteint. La plupart des conceptions d'amplificateurs mettent l'accent sur une bonne efficacité lorsque cela est possible. Une bonne efficacité signifie moins de consommation d'énergie globale. Toute puissance non convertie en RF est perdue sous forme de chaleur dissipée dans les transistors de puissance., Une autre mesure de l'efficacité est appelée efficacité de puissance ajoutée (PAE), qui prend en considération la quantité de puissance d'entrée nécessaire pour piloter un amplificateur de puissance supérieure, à la sortie maximale., PAE 5 (Po 2 broches)/Pdc 3 100, Certains ampliiers haute puissance, en particulier dans la gamme VHF/UHF/micro-ondes, nécessitent une puissance d'entraînement élevée, ce qui ajoute à l'efficacité globale. Par exemple, il peut falloir 100 watts de puissance d'entraînement pour obtenir une puissance de sortie de 1500 watts. Les 100 watts de puissance motrice ne sont pas négligeables. La cote PAE en tient compte. Les amplificateurs de puissance linéaires sont les moins efficaces de tous les amplificateurs. Cependant, la plupart des techniques de modulation numérique les plus récentes, telles que l'OFDM, la QAM, l'étalement de spectre à accès multiple par répartition en code (CDMA) et d'autres (à discuter au chapitre 11) nécessitent une amplification linéaire pour conserver toutes les informations de modulation. Une mauvaise efficacité est un problème majeur, en particulier dans les stations de base cellulaires où les coûts de refroidissement et d'alimentation électrique sont des considérations opérationnelles majeures. Les amplificateurs de puissance de classe C et de commutation sont les amplificateurs de puissance RF les plus efficaces et sont utilisés là où l'amplification non linéaire peut être utilisée, comme avec certains types d'AM, FM et PM. Sinon, plusieurs techniques spéciales ont été développées pour améliorer le rendement des amplificateurs de puissance linéaires., Le tableau 8-1 est un résumé des rendements théoriques et pratiques qui peuvent être obtenus avec les amplificateurs de puissance linéaires de base., , Tableau 8-1, , Classes d'efficacité de la puissance linéaire, Amplificateurs, , Classe d'amplificateur, , Théorique max., Efficacité (%), , Efficacité pratique, Plage (%), , A, , 50, , 10–25, , B, , 78,5, , 50–65, , AB, , 60, , 40–50, , C, , 90, , 65–85, , Le rendement réel dépend de la conception et, dans la plupart des cas, de la puissance d'entrée, du niveau. Par exemple, les amplificateurs de classe A et AB sont plus efficaces lorsqu'ils fonctionnent au niveau d'entrée maximal possible avant que la distorsion ne se produise. Moins d'entrée entraîne une efficacité moindre et une perte de puissance significative sous forme de chaleur., Amplificateurs de puissance à découpage, Comme indiqué précédemment, le principal problème des amplificateurs de puissance RF est leur inefficacité et leur dissipation de puissance élevée. Pour générer de la puissance RF à transférer à l'antenne, l'amplificateur doit lui-même dissiper une quantité considérable de puissance. Par exemple, une puissance de classe A, ampliier utilisant un transistor conduit en permanence. C'est un ampli linéaire dont la conduction varie lorsque le signal change. En raison de la conduction continue, l'amplificateur de classe A génère une quantité considérable de puissance qui n'est pas transférée à la charge., Pas plus de 50 % de la puissance totale consommée par l'amplificateur ne peut être transférée, , 268, , Chapitre 8

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à la charge. En raison de la forte dissipation de puissance, la puissance de sortie d'un ampli de classe A est généralement limitée. Pour cette raison, les amplificateurs de classe A ne sont normalement utilisés que dans les étages d'émission de faible puissance. Pour produire une plus grande puissance de sortie, des amplificateurs de classe B sont utilisés. Chaque transistor conduit pour 180° du signal porteur. Deux transistors sont utilisés dans un montage push-pull pour former une onde sinusoïdale porteuse complète. Étant donné que chaque transistor est conducteur pendant seulement 180 ° de tout cycle de porteuse, la quantité de puissance qu'il dissipe est considérablement inférieure et des rendements de 70 à 75% sont possibles. Les amplificateurs de puissance de classe C sont encore plus efficaces, car ils conduisent moins de 180 ° du signal porteur, en s'appuyant sur le circuit accordé dans la plaque ou le collecteur pour alimenter la charge lorsqu'ils ne sont pas conducteurs. Avec une baisse de courant pendant moins de 180° du cycle, les amplificateurs de classe C dissipent moins de puissance et peuvent donc transférer plus de puissance à la charge. Des rendements aussi élevés qu'environ 85 % peuvent être atteints, et les amplificateurs de classe C sont donc le type le plus largement utilisé dans les amplificateurs de puissance lorsque le type de modulation le permet., Une autre façon d'obtenir des rendements élevés dans les ampliiers de puissance consiste à utiliser un . Un amplificateur à découpage est un transistor qui sert d'interrupteur et qui est conducteur ou non conducteur. Les transistors bipolaires et les MOSFET à enrichissement sont largement utilisés dans les applications d'amplification de commutation. Un transistor bipolaire comme un interrupteur est, soit coupé, soit saturé. Lorsqu'il est coupé, aucune puissance n'est dissipée. Lorsqu'il est saturé, le courant faible est maximal, mais la tension émetteur-collecteur est extrêmement faible, généralement inférieure à 1 V. En conséquence, la dissipation de puissance est extrêmement faible., Lorsque des MOSFET en mode d'amélioration sont utilisés, le transistor est soit coupé ou allumé. Dans l'état de coupure, aucun courant ne baisse, donc aucune puissance n'est dissipée. Lorsque le transistor est conducteur, sa résistance à l'état passant entre la source et le drain est généralement très faible, encore une fois, pas plus de plusieurs ohms et généralement bien inférieure à 1 V. En conséquence, la puissance, la dissipation est extrêmement faible même avec des courants élevés. , L'utilisation d'amplificateurs de puissance à découpage permet des rendements supérieurs à 90 %. Les variations de courant dans un amplificateur de puissance à découpage sont des ondes carrées et donc des harmoniques, sont générées. Cependant, ceux-ci sont relativement faciles à filtrer en utilisant des circuits accordés et des filtres entre l'amplificateur de puissance et l'antenne., Les trois types de base d'amplificateurs de puissance à découpage, classe D, classe E et classe S, ont été développés à l'origine pour les applications audio haute puissance. Mais avec la disponibilité de transistors de commutation haute fréquence et haute puissance, ils sont maintenant largement utilisés dans la conception d'émetteurs radio., , Amplificateurs de classe D. Un amplificateur de classe D utilise une paire de transistors pour produire un courant d'onde carré dans un circuit accordé. La Fig. 8-30 montre la configuration de base d'un ampli de classe D. Deux commutateurs sont utilisés pour appliquer des tensions continues positives et négatives à une charge à travers le circuit accordé. Lorsque l'interrupteur S1 est fermé, S2 est ouvert ; lorsque S2 est fermé,, Figure 8-30, , Amplificateur de commutation, , BON À SAVOIR, Les amplificateurs de classe D, E et S étaient, à l'origine, développés pour être utilisés dans des applications audio haute puissance, mais ils sont maintenant largement utilisés dans , émetteurs radio., , Amplificateur de classe D, , Configuration de base d'un amplificateur de classe D., ⫹V, , ⫹V, 0, S1, , Transistor, interrupteurs, (s'éteint et s'allume à la fréquence de la porteuse), , ⫺V, , L, , S2, , C, RL (charge), , ⫺V, , Émetteurs radio, , 269

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Figure 8-31, , Un amplificateur de classe D réalisé avec des MOSFET en mode enrichissement., ⫹VDD, , Q1, , Porteuse, entrée, , L, , C, , Q2, , RL (Antenne), , ⫺VSS, , S1 est ouvrir. Lorsque S1 est fermé, une tension continue positive est appliquée à la charge. Lorsque S2 est fermé, une tension continue négative est appliquée à la charge. Ainsi, le circuit accordé et la charge reçoivent une onde carrée alternative à l'entrée., Le circuit résonnant série a un Q très élevé. Il résonne à la fréquence porteuse., Puisque la forme d'onde d'entrée est une onde carrée, elle se compose d'un fondamental onde sinusoïdale et harmoniques impaires. En raison du Q élevé du circuit accordé, les harmoniques impairs sont filtrés, laissant une onde sinusoïdale fondamentale à travers la charge. Avec des commutateurs idéaux, c'est-à-dire aucun courant de fuite à l'état désactivé et aucune résistance à l'état passant, le rendement théorique est de 100 %. est appliqué aux portes MOSFET déphasées de 180 ° à l'aide d'un transformateur avec un secondaire à prise centrale. Lorsque l'entrée de la porte de Q1 est positive, l'entrée de la porte de Q2 est négative. Ainsi Q1 conduit et Q2 est coupé. Au demi-cycle suivant de l'entrée, la porte de Q2 devient positive et la porte de Q1 devient négative. Le Q2 ​​conduit, en appliquant, une impulsion négative au circuit accordé. Rappelez-vous que les MOSFET en mode d'amélioration sont normalement non conducteurs jusqu'à ce qu'une tension de grille supérieure à une valeur de seuil spécifique soit appliquée, moment auquel le MOSFET conduit. La résistance à l'allumage est très faible. En pratique, des rendements allant jusqu'à 90 % peuvent être obtenus en utilisant un circuit comme celui de la Fig. 8-31., Amplificateur de classe E, Amplificateurs de classe E et F. Dans les amplificateurs de classe E, un seul transistor est utilisé. Les deux, bipolaires et MOSFET peuvent être utilisés, bien que le MOSFET soit préféré en raison de ses faibles exigences d'entraînement. La Fig. 8-32 montre un amplificateur RF de classe E typique. La porteuse, qui peut initialement être une onde sinusoïdale, est appliquée à un circuit de mise en forme qui la convertit efficacement en une onde carrée. La porteuse est généralement modulée en fréquence. Le signal de porteuse à onde carrée, , Figure 8-32, , Amplificateur RF de classe E., ⫹VCC, , RFC, L1, , Porteuse, onde carrée, entrée, , 270, , Chapitre 8, , Q1, , C1, , C2, , RL (Antenne)

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est ensuite appliqué à la base de l'amplificateur de puissance bipolaire classe E. Le Q1 s'éteint et se rallume au rythme de la porteuse. Le signal au niveau du collecteur est une onde carrée qui est appliquée à un filtre passe-bas et à un circuit d'adaptation d'impédance accordé composé de C1, C2 et L1. Les harmoniques impaires sont filtrées, laissant une onde sinusoïdale fondamentale qui est appliquée à l'antenne. Un haut niveau d'efficacité est atteint avec cet agencement., Un ampli de classe F est une variation de l'ampli de classe E. Il contient un réseau résonnant supplémentaire dans le collecteur ou le circuit de drain. Ce circuit, un LC localisé ou même une ligne de transmission accordée aux fréquences micro-ondes, résonne à la deuxième ou à la troisième harmonique de la fréquence de fonctionnement. Le résultat est une forme d'onde au niveau du collecteur (drain), qui ressemble plus à une onde carrée. La forme d'onde plus raide produit une commutation de transistor plus rapide et un meilleur rendement., , Amplificateurs de classe S. Les amplificateurs de classe S, qui utilisent des techniques de commutation mais avec un schéma de modulation de largeur d'impulsion, se trouvent principalement dans les applications audio, mais ont également été utilisés dans les amplificateurs RF basse et moyenne fréquence tels que ceux utilisés dans les émetteurs de diffusion AM. Le signal audio de bas niveau à amplifier est appliqué à un circuit, appelé modulateur de largeur d'impulsion. Un signal porteur à une fréquence de 5 à 10 fois la fréquence audio la plus élevée à amplifier est également appliqué au modulateur de largeur d'impulsion. A la sortie du modulateur se trouve une série d'impulsions d'amplitude constante dont la largeur d'impulsion ou la durée varie avec l'amplitude du signal audio. Ces signaux sont ensuite appliqués à un amplificateur à découpage de type classe D. Une puissance et une efficacité élevées sont obtenues grâce à l'action de commutation. Un filtre passe-bas est connecté à la sortie de l'amplificateur de commutation pour moyenner et lisser les impulsions dans la forme d'onde du signal audio d'origine. Un condensateur ou un filtre passe-bas à travers le haut-parleur est généralement suffisant. Ces amplificateurs sont généralement appelés amplificateurs de classe D dans les applications audio. Ils sont largement utilisés dans les unités portables alimentées par batterie où la durée de vie et l'efficacité de la batterie sont primordiales. , la plupart des nouvelles conceptions utilisent des FET. Ils nécessitent moins d'entraînement et, dans l'ensemble, les circuits sont généralement plus simples. Les nouveaux modèles peuvent atteindre des puissances de sortie de plusieurs centaines de watts à des fréquences allant bien dans les régions GHz. Les dispositifs les plus largement utilisés dans les PA RF modernes sont LDMOS et GaN HEMT. Le FET MOS à diffusion latérale (LDMOS) est généralement un mode d'amélioration de type n, MOSFET avec des éléments extra larges pour gérer une puissance et une chaleur élevées. La géométrie du dispositif est conçue pour réduire la capacité de rétroaction du drain à la grille afin d'étendre la plage de fonctionnement haute fréquence. Les FET LDMOS sont largement utilisés dans les émetteurs radio pour les stations de base cellulaires., D'autres utilisations RF sont dans les radars et les émetteurs haute puissance pour les radios de diffusion et bidirectionnelles., Ils peuvent accepter des tensions d'alimentation de drain jusqu'à 50 volts et des niveaux de puissance de 600 watts par , appareil. Les FET LDMOS peuvent fonctionner à des fréquences allant jusqu'à environ 6 GHz. Une nouvelle forme de FET de puissance discrète est celle fabriquée à partir de nitrure de gallium (GaN) à la place du silicium. Ces matériaux semi-conducteurs permettent au FET de fonctionner à des tensions de drain élevées jusqu'à 100 volts et des courants de drain jusqu'à plusieurs ampères. Les FET GaN sont un type de FET à jonction métal, semi-conducteur ou MESFET. Ils sont appelés transistors à haute mobilité électronique (HEMT). Au lieu de la jonction métal-semi-conducteur, la jonction de grille du MESFET, le HEMT utilise différents matériaux semi-conducteurs pour la grille et le canal. C'est ce qu'on appelle une hétérojonction. Une combinaison courante est GaAs pour le canal et l'arséniure de gallium et d'aluminium (AlGaAs) pour la grille. Les HEMT sont également constitués de GaN et sont de bons transistors de puissance. Une variante appelée pseudomorphique ou pHEMT utilise des couches supplémentaires de différents matériaux semi-conducteurs, y compris des composés d'indium (In)., Ces couches sont optimisées pour accélérer davantage le transit des électrons, poussant leur capacité à bien s'amplifier dans la gamme des ondes millimétriques de 30 à 100 GHz., Les FET de puissance RF GaN sont du type pHEMT en mode d'appauvrissement et gèrent mieux la chaleur que les transistors de puissance au silicium. Ils peuvent fonctionner à des niveaux de puissance allant de dizaines de watts à des fréquences de 30 GHz ou plus. Ils sont utilisés dans les radars, les satellites et les stations de base cellulaires., Transmetteurs radio, , 271

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Amplificateurs de puissance linéaires à large bande, Les amplificateurs de puissance décrits jusqu'ici dans ce chapitre sont des amplificateurs à bande étroite. Ils fournissent une puissance de sortie élevée sur une plage de fréquences relativement restreinte. La bande passante du signal à amplifier est définie par la méthode de modulation et les fréquences des signaux de modulation. Dans de nombreuses applications, la bande passante totale ne représente qu'un petit pourcentage de la fréquence porteuse, ce qui rend pratiques les circuits résonnants LC conventionnels. Certains des amplificateurs de puissance push-pull non accordés décrits précédemment (Figs. 8-23 et 8-24) ont une bande passante plus large jusqu'à plusieurs mégahertz. Cependant, certains des nouveaux systèmes sans fil nécessitent désormais une bande passante beaucoup plus large. Un bon exemple est la norme de téléphonie cellulaire à accès multiple par répartition en code (CDMA). Le système CDMA utilise une technique de modulation/multiplexage appelée spectre étalé qui, comme son nom l'indique, étale le signal sur un très large spectre de fréquences. La nouvelle technologie cellulaire d'évolution à long terme (LTE), dans les systèmes de téléphonie cellulaire 4G modernes, utilise une technique de modulation avancée appelée multiplexage par répartition orthogonale de la fréquence (OFDM) ainsi qu'une modulation d'amplitude en quadrature (QAM). Des largeurs de bande de signal de 5 à 20 MHz sont courantes. De tels schémas de modulation complexes nécessitent que l'amplification soit linéaire sur une large plage de fréquences pour garantir l'absence de distorsion d'amplitude, de fréquence ou de phase. Des techniques d'amplification spéciales ont été développées pour répondre à ce besoin. Quatre méthodes courantes sont décrites ici., Amplificateur à anticipation. Le concept derrière un amplificateur à anticipation est que la distorsion produite par l'amplificateur de puissance est isolée puis soustraite du signal amplifié, produisant un signal de sortie presque sans distorsion. La figure 8-33 montre une implémentation courante de cette idée. Le signal à large bande passante à amplifier est envoyé à un répartiteur de puissance, qui divise le signal en deux signaux d'amplitude égale. Un séparateur typique peut être un dispositif de type transformateur ou même un réseau résistif. Il maintient l'impédance constante, généralement de 50 V, mais introduit également une certaine atténuation. La moitié du signal est ensuite amplifiée, dans un amplificateur de puissance linéaire similaire à ceux des amplificateurs à large bande de classe AB décrits précédemment. Un coupleur directionnel est ensuite utilisé pour prélever une petite partie du signal amplifié qui contient les informations d'entrée d'origine telles ainsi que les harmoniques résultant de la distorsion. Un coupleur directionnel est un dispositif simple qui capte une petite quantité du signal par couplage inductif. Il s'agit généralement d'une courte ligne de cuivre adjacente à la ligne de signal sur une carte de circuit imprimé. Aux fréquences micro-ondes, un coupleur directionnel peut être un dispositif plus complexe avec une structure coaxiale. Dans tous les cas, l'échantillon du signal ampliié est également passé à travers un atténuateur résistif pour réduire davantage le niveau du signal., , Figure 8-33 Amplificateur de puissance linéaire à action directe., Directionnel, coupleur, Puissance primaire, ampli, Retard, ligne, , PA, Échantillon de, signal, avec distorsion, Puissance, séparateur, , ⫹, , Signal, combineur, Distorsion, composant, uniquement, , 272, , Signal, combineur, ⫺, , Atténuateur, , Retard, ligne, , Chapitre 8 , , Signal plus, distorsion, , PA, Erreur, alimentation, ampli, , Distorsion, amplifié, , Amplifié, signal uniquement, (moins, distorsion), vers antenne

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La sortie inférieure du séparateur de signal est envoyée à un circuit de ligne à retard. Une ligne à retard est un filtre passe-bas ou une section de ligne de transmission telle qu'un câble coaxial qui introduit une quantité spécifique de retard dans le signal. Cela peut aller de quelques nanosecondes à plusieurs microsecondes selon la fréquence de fonctionnement et le type d'amplificateur de puissance utilisé. Le retard est utilisé pour correspondre au retard rencontré par le signal d'entrée supérieur dans l'amplificateur de puissance. Ce signal retardé est ensuite transmis à un combineur de signal avec l'échantillon de signal atténué provenant de la sortie de l'amplificateur. Des commandes d'amplitude et de phase sont généralement fournies dans les deux trajets de signal pour garantir qu'ils sont de la même amplitude et de la même phase. Le combinateur peut être résistif ou un dispositif de type transformateur. Dans les deux cas, il soustrait effectivement le signal d'origine du signal amplifié, ne laissant que la distorsion harmonique. La distorsion harmonique est maintenant amplifiée par un autre ampli de puissance avec un niveau de puissance égal à celui de l'ampli de puissance du signal supérieur. Le signal de l'amplificateur supérieur est passé à travers le coupleur directionnel et dans une ligne à retard qui compense le retard introduit par l'amplificateur de signal d'erreur inférieur. Encore une fois, les commandes d'amplitude et de phase sont généralement fournies pour ajuster les niveaux de puissance des niveaux de signal supérieur et inférieur, de sorte qu'ils soient égaux. Enfin, le signal d'erreur est maintenant soustrait du signal combiné amplifié dans un signal, un coupleur ou un combinateur. Ce coupleur, comme le répartiteur d'entrée, est généralement un transformateur. La sortie résultante est le signal amplifié d'origine moins la distorsion. Des amplificateurs comme celui-ci sont disponibles avec des niveaux de puissance de quelques watts à plusieurs centaines de watts. Le système n'est pas parfait car les annulations ou les soustractions de signal ne sont pas précises en raison des décalages d'amplitude et de phase. Distorsion dans les basses puissances, l'ampliier contribue aussi au rendement global. Pourtant, avec des ajustements précis, ces différences peuvent être minimisées, améliorant ainsi considérablement la linéarité de l'amplificateur par rapport aux autres types. Le système est également inefficace car deux amplificateurs de puissance sont nécessaires. Mais le compromis est une large bande passante et une très faible distorsion., , Amplification à prédistorsion numérique. Cette méthode d'amplification, appelée prédistorsion numérique (DPD), utilise une technique de traitement numérique du signal (DSP) pour prédistorsionner le signal de telle sorte que lorsqu'elle est amplifiée, la distorsion de l'amplificateur compensera ou annulera les caractéristiques de prédistorsion, laissant une distorsion -signal de sortie libre. Le signal de sortie amplifié est surveillé en continu et utilisé comme rétroaction vers le DSP afin que les calculs de prédistorsion puissent être modifiés en temps réel pour fournir une prédistorsion inverse qui correspond parfaitement à la distorsion de l'ampliier., Reportez-vous à la Fig. 8-34 qui montre un système représentatif. L'information numérisée, signal, au format série, est transmise à un algorithme de correction numérique dans un DSP. À l'intérieur du DSP, , Figure 8-34, , Concept d'amplification adaptative de prédistorsion., , Directionnel, coupleur, , Numérique, correction, , Ant., , Mélangeur, (convertisseur), Série, numérique, données, , Numérique, modulateur , , PA, , DAC, , Linéaire, puissance, ampli, , DSP, , Échantillon, de, signal, avec, distorsion, , Osc. ou, fréq. syn., , CAN, Mélangeur, (convertisseur abaisseur), , Chemin de retour, , Émetteurs radio, , 273

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sont des algorithmes de calcul qui envoient des signaux logiques correctifs à l'algorithme de correction numérique pour modifier le signal de manière à correspondre à l'inverse de la distorsion produite par l'amplificateur de puissance., Une fois l'action corrective effectuée sur le signal numérique en bande de base , il est envoyé à un modulateur qui produit le signal à transmettre. La modulation est gérée par la puce DSP elle-même plutôt que par un circuit modulateur séparé. Ce signal modulé est ensuite transmis à un convertisseur numérique-analogique (DAC) où il produit le signal analogique souhaité à transmettre. Ensuite, la sortie DAC est envoyée à un mélangeur avec un signal sinusoïdal provenant d'un oscillateur. ou synthétiseur de fréquence. Un mélangeur est similaire à un modulateur d'amplitude de bas niveau ou à un multiplicateur analogique. Sa sortie se compose de la somme et de la différence des signaux du DAC et du synthétiseur. Dans cette application, le signal de somme est sélectionné par un filtre faisant du mélangeur un convertisseur élévateur. La fréquence du synthétiseur est choisie de manière à ce que la sortie du mélangeur soit à la fréquence de fonctionnement souhaitée. Toute modulation présente est également contenue sur la sortie du mélangeur. Le signal prédistordu est ensuite amplifié dans un amplificateur de puissance de classe AB hautement linéaire (PA) et envoyé à l'antenne de sortie. Notez sur la figure 8-34 que le signal de sortie est échantillonné, dans un coupleur directionnel, amplifié et envoyé à un autre mélangeur utilisé comme convertisseur abaisseur. Le synthétiseur fournit également la deuxième entrée de ce mélangeur. La différence de fréquence est sélectionnée par un iltre et le résultat est envoyé à un convertisseur analogique-numérique (ADC). La sortie numérique de l'ADC représente le signal amplifié plus toute distorsion produite par le PA. Le DSP utilise cette entrée numérique pour modifier son algorithme afin de corriger correctement la distorsion réelle. Le signal est ensuite modifié par l'algorithme de correction numérique de manière à ce que la majeure partie de la distorsion soit annulée. Bien que la méthode DPD d'amplification à large bande soit complexe, elle fournit une sortie presque sans distorsion. Un seul amplificateur de puissance est nécessaire, ce qui le rend plus efficace que la méthode à anticipation. Plusieurs fabricants de semi-conducteurs fabriquent les circuits de prédistorsion nécessaires pour que cela fonctionne., , Envelope Tracking. Le suivi d'enveloppe (ET) est une technique qui permet aux amplificateurs de classe A, AB et B de devenir plus efficaces. Des ampliiers linéaires doivent être utilisés pour amplifier, les signaux déployant des techniques de modulation avancées utilisées dans les radios cellulaires 3G et 4G, telles que le spectre étalé CDMA, QAM et OFDM. La méthode ET offre un moyen d'adopter les amplificateurs linéaires existants mais d'augmenter leur efficacité, en les faisant fonctionner plus froid et en utilisant moins d'énergie., Les méthodes de modulation avancées ont de larges variations d'amplitude du signal qui doivent être préservées. Cette condition est généralement connue sous le nom de rapport de puissance crête à moyenne large (PAPR). Cela conduit au problème inhérent aux amplificateurs de classe A, où l'efficacité est maximale lorsque les niveaux de signal sont élevés et la sortie est proche de la compression où les signaux se rapprochent le plus des niveaux de tension d'alimentation de l'amplificateur. L'efficacité est élevée lorsque l'amplificateur est proche de la compression où se produit l'écrêtage de crête. Avec un niveau de signal maximal non déformé, l'efficacité peut approcher le maximum théorique de 50 %. Cependant, à des niveaux de signal d'entrée inférieurs, l'efficacité chute à un niveau très bas. Les rendements peuvent être inférieurs à 10 %, ce qui signifie que la majeure partie de la puissance d'alimentation en courant continu est dissipée sous forme de chaleur par les transistors de puissance RF. Le système ET suit l'amplitude ou l'enveloppe de modulation du signal RF et l'utilise pour contrôler la puissance en courant continu. tension d'alimentation de l'ampli. En d'autres termes, l'amplitude du signal module la tension continue d'alimentation. Le processus est similaire à la technique de modulation d'amplitude de haut niveau décrite au Chap. 4 (fig. 4-13). Cela permet à l'amplificateur de toujours rester proche du point de compression où l'efficacité est la plus grande. L'amplificateur de puissance a une tension d'alimentation fixe, généralement à partir d'un convertisseur/régulateur DC-DC. Le signal de sortie résultant est affiché avec le niveau d'alimentation. La zone rouge indique la puissance perdue sous forme de chaleur. La Fig. 8-35b illustre la méthode ET. Le signal analogique en bande de base pilote également l'amplificateur de puissance comme auparavant. Cependant, notez que le signal analogique est passé à travers une diode, un redresseur similaire à celui utilisé dans la démodulation AM. Ce circuit redresseur récupère le, 274, , Chapitre 8

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Figure 8-35, , (a) Amplificateur de puissance RF conventionnel (PA), (b) PA avec suivi d'enveloppe., DC, , DC/DC, convertisseur, , Signal à, être amplifié, , Alimentation fixe, tension, , Dissipé , comme chaleur, , To, antenne, PA, (a), , Transmis, DC, , Schottky, redresseur, Enveloppe, suivi, modulateur, Alimentation, tension, Signal à amplifier, , Dissipé, comme chaleur, , To, antenne, PA, , (b), , Transmis, , enveloppe du signal et l'applique à l'alimentation ET qui alimente le, PA. La tension d'alimentation continue suit donc l'enveloppe de modulation, maintenant l'amplificateur proche de la compression et fonctionnant au maximum de son efficacité. L'alimentation ET est essentiellement un convertisseur CC-CC à très large bande passante qui peut suivre de manière adéquate l'amplitude du signal et les changements de fréquence. La tension d'alimentation cc commune peut aller de 0,5 à 5 volts., La technique ET est mise en œuvre avec des circuits spéciaux de suivi ET et de modulation cc. Ceux-ci peuvent être sous forme de CI ou être entièrement intégrés dans un autre CI. La technique ET est largement utilisée dans les amplificateurs de puissance des stations de base cellulaires ainsi que dans les combinés de téléphones portables, utilisant les technologies sans fil numériques 3G et 4G (LTE). Les rendements pratiques peuvent atteindre 40 à 50 %, ce qui permet des économies d'énergie et de chaleur considérables dans les stations de base, et offre une durée de vie de la batterie plus longue et un fonctionnement plus frais dans un téléphone portable. La technique ET est également largement utilisée en combinaison avec la technique DPD, décrite précédemment, pour fournir une linéarité encore plus grande et des rendements plus élevés., Amplificateur Doherty. L'amplificateur Doherty est une conception unique utilisant deux amplificateurs, qui fonctionnent ensemble pour maintenir la linéarité tout en améliorant l'efficacité. La conception a vu le jour en 1936 dans le but d'apporter une plus grande puissance et une plus grande efficacité aux amplificateurs radio à ondes courtes et à tube à vide haute puissance. La conception a maintenant été largement adoptée dans les amplificateurs de puissance, pour les stations de base cellulaires multibandes et multimodes. La Fig. 8-36 montre l'arrangement Doherty de base. L'amplificateur de porteuse principal est un circuit linéaire de classe AB et l'amplificateur de crête est généralement un amplificateur de classe C. Les deux amplificateurs alimentent la charge (antenne), créant ce que l'on appelle un circuit de tirage de charge dont l'impédance change avec les niveaux de signal. L'amplificateur de porteuse alimente la charge aux niveaux de signal d'entrée inférieurs et l'amplificateur de crête commute aux niveaux de puissance supérieurs. Le signal à amplifier est divisé de manière égale par un circuit diviseur de puissance. Le signal va directement à l'amplificateur de porteuse et à travers une ligne de transmission quart d'onde (λ/4), qui fournit un déphasage de 90 degrés du signal à l'amplificateur de crête. La ligne de transmission est généralement un court motif en cuivre sur la carte de circuit imprimé de l'amplificateur (PCB). À des niveaux de signal faibles, la polarisation de l'amplificateur de crête le maintient coupé afin qu'il ne fournisse pas d'alimentation à la charge. L'ampliier de porteuse fonctionne près de la compression pour maintenir, les émetteurs radio, , 275

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Figure 8-36, , Un amplificateur de puissance Doherty., Amplificateur de porteuse, (classe AB), , PA, , Signal, à amplifier, , Transmission λ/4, ligne, , Puissance, répartiteur, , Amplificateur de crête, (classe C), , transmission λ/4, ligne, , PA, , adaptation λ/4, transformateur, , antenne 50 Ω, charge, , haut rendement et alimente la charge. À des niveaux d'entrée plus élevés, l'amplificateur de crête intervient et fournit plus de puissance à la charge., Les amplificateurs fournissent de l'énergie à la charge par une ligne de transmission λ/4 utilisée comme convertisseur d'impédance et une autre ligne λ/4 utilisée comme transformateur d'impédance . Ces lignes de transmission combinées fournissent une adaptation dynamique de l'impédance de charge pour les amplificateurs, afin d'augmenter l'efficacité. Les lignes λ/4 permettent de moduler l'impédance de charge de manière à garantir que les amplificateurs fonctionnent pour fournir une puissance maximale avec le meilleur rendement. (Les caractéristiques et le fonctionnement des lignes de transmission sont couverts au chapitre 13.), Les amplificateurs Doherty utilisés aujourd'hui sont fabriqués avec des FET GaN HEMT en raison de leur capacité haute puissance et haute fréquence. Ils fonctionnent dans la gamme 700 MHz à 3 GHz. L'efficacité typique de 12 à 20 % d'un amplificateur linéaire de classe AB est portée à 25 à 40 % avec la configuration Doherty. La plupart des amplificateurs Doherty sont combinés, avec la technique de linéarisation DPD décrite précédemment pour offrir une efficacité accrue., , 8-4 Réseaux d'adaptation d'impédance, , Réseau d'adaptation d'impédance, , 276, , Les réseaux d'adaptation qui connectent un étage à un autre sont des éléments très importants de tout émetteur. Dans un émetteur typique, l'oscillateur génère le signal porteur de base, qui est ensuite amplifié, généralement par plusieurs étages, avant d'atteindre l'antenne. L'idée étant d'augmenter la puissance du signal, les circuits de couplage inter-étages doivent permettre un transfert de puissance efficace d'un étage au suivant. Enfin, certains moyens doivent être prévus pour connecter l'étage d'amplification final à l'antenne, toujours dans le but de transférer le maximum de puissance possible. Les circuits utilisés pour connecter un étage à un autre sont appelés réseaux d'adaptation d'impédance. Dans la plupart des cas, il s'agit de LC, de circuits, de transformateurs ou d'une combinaison. La fonction de base d'un réseau d'adaptation est de fournir un transfert de puissance optimal grâce à des techniques d'adaptation d'impédance. Les réseaux d'adaptation assurent également le filtrage et la sélectivité. Les émetteurs sont conçus pour fonctionner sur une seule fréquence ou sur des plages de fréquences étroites sélectionnables. Les divers étages d'amplification de l'émetteur doivent confiner les RF générées à ces fréquences. Dans les amplificateurs de classe C, D et E, un nombre considérable d'harmoniques de grande amplitude sont générés. Ceux-ci doivent être éliminés pour éviter les rayonnements parasites de l'émetteur., Les réseaux d'adaptation d'impédance utilisés pour le couplage interétage accomplissent cela., Chapitre 8

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Figure 8-37, , Adaptation d'impédance dans les circuits RF., , RF, générateur, , RF, générateur, , Interne, source, impédance, , Zi, , Zi, Charge, , Adaptation d'impédance, réseau, , Zl, , Zl , , (a), , (b), , Le problème de base du couplage est illustré à la Fig. 8-37(a). L'étage de pilotage apparaît, sous la forme d'une source de signal avec une impédance interne de Zi. L'étage piloté représente une charge pour le générateur avec sa résistance interne de Zl. Idéalement, Zi et Zl sont résistifs. Rappelons que le transfert de puissance maximal dans les circuits à courant continu a lieu lorsque Zi est égal à Zl. Cette relation de base est essentiellement vraie également dans les circuits RF, mais c'est une relation beaucoup plus complexe. Dans les circuits RF, Zi et Zl sont rarement purement résistifs et, en fait, comprennent généralement un composant réactif d'un certain type. De plus, il n'est pas toujours nécessaire de transférer la puissance maximale d'un étage à l'autre. L'objectif est de transférer une quantité suffisante de puissance à l'étage suivant afin qu'il puisse fournir la sortie maximale dont il est capable., Dans la plupart des cas, les deux impédances impliquées sont considérablement différentes l'une de l'autre, et donc très un transfert de pouvoir inefficace a lieu. Pour surmonter ce problème, un réseau d'adaptation d'impédance est introduit entre les deux, comme illustré sur la Fig. 8-37(b). Il existe trois types de réseaux d'adaptation d'impédance LC : le réseau L, le réseau T et le réseau π. Figure 8-38. Les circuits des Fig. 8-38(a) et (b) sont des iltres passe-bas ; ceux de la Fig. 8-38(c) et (d) sont des filtres passe-haut. En règle générale, les réseaux passe-bas sont préférés afin que les fréquences harmoniques soient filtrées. Le réseau d'adaptation en L est conçu de sorte que l'impédance de charge soit adaptée à l'impédance de la source. Par exemple, le réseau de la Fig. 8-38(a) fait apparaître la résistance de charge plus grande qu'elle ne l'est en réalité. La résistance de charge ZL apparaît en série avec l'inductance du réseau L. L'inductance et le condensateur sont choisis pour résonner à la fréquence de l'émetteur. Lorsque le circuit est en résonance, XL est égal à XC. Pour le générateur, impédance Zi, le circuit complet apparaît comme un circuit résonnant parallèle. A la résonance, l'impédance représentée par le circuit est très élevée. La valeur réelle de l'impédance dépend des valeurs L et C et du Q du circuit. Plus le Q est élevé, plus l'impédance est élevée. Le Q dans ce circuit est essentiellement déterminé par la valeur de la charge, l'impédance. En sélectionnant correctement les valeurs du circuit, l'impédance de charge peut apparaître comme n'importe quelle valeur souhaitée pour l'impédance de source tant que Zi est supérieur à ZL., En utilisant le réseau L illustré à la Fig. 8-39 (b) , l'impédance peut être abaissée ou faire apparaître beaucoup plus petite qu'elle ne l'est réellement. Avec cet agencement, le condensateur est connecté en parallèle à l'impédance de charge. La combinaison parallèle de C et ZL a une combinaison RC série équivalente. C et ZL apparaissent tous deux comme des séries équivalentes, valeurs Ceq et Zeq. Le résultat est que le réseau global apparaît comme un circuit résonant en série, avec Ceq et L résonnant. Rappelons qu'un circuit résonnant en série a une très faible impédance à la résonance. L'impédance est en fait l'impédance de charge équivalente Zeq, qui est résistive., Emetteurs Radio, , Réseau L, , 277

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Les équations de conception pour les réseaux L sont données à la Fig. 8-39. En supposant que les impédances de source interne et de charge sont résistives, Zi 5 Ri et ZL 5 RL. Le réseau de la Fig. 8-39(a) suppose RL , Ri, et le réseau de la Fig. 8-39(b) suppose Ri , RL. Supposons que nous souhaitions faire correspondre une impédance d'ampliier à transistor de 6 V à une Antenne -V, charge à 155 MHz. Dans ce cas, Ri , RL, nous utilisons donc les formules de la Fig. 8-38(b)., XL 5 2Ri RL 2 (Ri ) 2 5 26(50) 2 (6) 2 5 2300 2 36 5 2264 5 16,25 V, Q5, , RL, 50, 215, 2 1 5 2,7, B ​​Ri, B6, , RLRi, 50(6), 5, 5 18,46 V, XL, 16,25, Pour trouver les valeurs de L et C à 155 MHz, nous réorganisons les formules de réactance de base, comme suit :, XC 5, , XL 5 2πf L, L5, XC 5, C5, , XL, 16,25, 5 16,7 nH, 5, 2πf, 6,28 3 155 3 106, 1, 2πf C, 1, 1, 5 55,65 pF, 5, 2πf XC, 6,28 3 155 3 106 3 18,46, , ​​Dans la plupart des cas, les réactances internes et parasites rendent l'impédance interne et la charge, impédances complexes, plutôt que purement résistives. La Fig. 8-40 montre un exemple utilisant les figures ci-dessus. Ici, la résistance interne est de 6 V, mais elle inclut une inductance interne Li de 8 nH. Il existe une capacité parasite CL de 8,65 pF aux bornes de la charge. La façon de traiter ces réactances est simplement de les combiner avec les valeurs du réseau L. Dans l'exemple ci-dessus, le calcul demande une inductance de 16,7 nH. Étant donné que l'inductance parasite est en série avec l'inductance du réseau L sur la Fig. 8-40, les valeurs s'additionnent. Par conséquent, l'inductance du réseau L doit être inférieure à la valeur calculée d'une quantité égale à l'inductance parasite. de 8 nH, soit L 5 16,7 2 8 5 8,7 nH. Si le réseau L, l'inductance est faite à 8,7 nH, l'inductance totale du circuit sera correcte lorsqu'elle s'ajoutera à l'inductance parasite., Une chose similaire se produit avec la capacité. Les calculs de circuit ci-dessus appellent un total de 55,65 pF. La capacité du réseau L et la capacité parasite s'additionnent, car elles sont en parallèle. Par conséquent, la capacité du réseau L peut être inférieure à la valeur calculée par la quantité de capacité parasite, ou C 5 55,65 2 8,65 5 47 pF. En faisant le réseau L, la capacité 47 pF donne la capacité totale correcte lorsqu'elle s'ajoute à la capacité parasite., , Figure 8-40, , Incorporation des réactances internes et parasites dans un réseau d'adaptation., Stray, Ri ⫽ 6 ⍀, , Li ⫽ 8 nH, , réseau L, 8,7 nH, parasite, 47 pF, , émetteurs radio, , CL⫽, 8,65 pF, , RL⫽, 50 ⍀, , 279

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Réseaux T et π, , réseau π, réseau T, , Lorsque l'on conçoit des réseaux L, il y a très peu de contrôle sur le Q du circuit, qui est déterminé par les valeurs des impédances internes et de charge et peut ne pas toujours, être ce qui est nécessaire pour atteindre la sélectivité souhaitée. Pour pallier ce problème, l'appariement, des réseaux utilisant trois éléments réactifs peuvent être utilisés. Les trois réseaux d'adaptation d'impédance les plus largement utilisés contenant trois composants réactifs sont illustrés à la Fig. 8-41. Le réseau, de la Fig. 8-41(a) est connu sous le nom de réseau π parce que sa coniguration ressemble à la lettre grecque π. Le circuit de la Fig. 8-41(b) est appelé réseau en T parce que le circuit, , Figure 8-41, , Réseaux d'adaptation à trois éléments. (a) réseau π. (b) Réseau en T., (c) Réseau en T à deux condensateurs., Générateur RF, L, , Zi, , C2, , C1, , ZL, , (a), Générateur RF, Zi, , L1, , L2, , ZL, , C, , (b), générateur RF, Zi, , C1, , L, , C2, , C1, , L, , C2, , (c), , 280, , Chapitre 8, , ZL

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Figure 8-42, , Équations de conception pour un réseau LCC T., Procédure de conception :, 1. Sélectionnez un circuit Q souhaité, 2. Calculez XL ⫽ QRi, 3. Calculez XC 1 :, , Réseau T, XL, , Zi ⫽ Ri, , XC 2, , XC 2 ⫽ RL, 4. Calculer XC 2 :, XC 1, , ZL⫽ RL, , XC 1 ⫽, , Ri (Q 2 ⫹ 1), ⫺1, RL, , Ri (Q 2 ⫹ 1), ⫻, Q, 1⫺, , Ri ⬍ RL, , 1, XC 2, QRL, , 5. Calculer les valeurs L et C finales :, XL, L⫽, 2␲f, 1, C⫽, 2␲fXC, , les éléments ressemblent à la lettre T. Le circuit de la Fig. 8-41(c) est également un réseau en T, mais il utilise deux condensateurs. Notez que tous sont des filtres passe-bas qui offrent une atténuation maximale des harmoniques. Les réseaux π et T peuvent être conçus pour augmenter ou réduire l'impédance, selon les besoins du circuit. Les condensateurs sont généralement rendus variables afin que le circuit puisse être réglé sur la résonance et ajusté pour une puissance de sortie maximale. Le plus largement utilisé de ces circuits est le réseau en T de la Fig. 8-41(c). Souvent appelé réseau LCC, il est utilisé pour adapter la faible impédance de sortie d'un amplificateur de puissance à transistor à l'impédance plus élevée d'un autre amplificateur ou d'une antenne. La procédure de conception et les formules sont données à la Fig. 8-42. Supposons à nouveau qu'une source Ri de 6 V soit adaptée à une charge RL de 50 V à 155 MHz. Supposons un Q de 10. (Pour un fonctionnement de classe C, où de nombreuses harmoniques doivent être atténuées, il a été déterminé dans la pratique qu'un Q de 10 est le minimum absolu nécessaire pour une suppression satisfaisante des harmoniques.) Pour configurer le LCC réseau, l'inductance est d'abord calculée :, XL 5 QRi, XL 5 10(6) 5 60 V, L5, , XL, 50, 5 51,4 nH, 5, 2πf, 6,28 3 155 3 106, , Ensuite, C2 est calculé :, XC2 5 50, C2 5, , B, , 6(101), 2 1 5 50(3.33) 5 166.73 V, 50, , 1, 1, 5 6.16 3 10212 5 6.16 pF, 5, 2πf XC, 6.28 3 155 3 106 3 166,73, , Enfin, C1 est calculé, XC1 5, , 6(102 1 1), 1, 5 60,6(1,5) 5 91 V, 10, 1 2 166,73y(10 3 50), , C1 5, , 1, 1, 5 11,3 pF, 5, 2πf XC, 6,28 3 155 3 106 3 91, , Transformateurs et baluns, L'un des meilleurs composants d'adaptation d'impédance est le transformateur. Rappelez-vous que les transformateurs à noyau de fer sont largement utilisés à des fréquences plus basses pour faire correspondre une impédance à une autre. Toute impédance de charge peut être amenée à ressembler à une impédance de charge souhaitée en sélectionnant la valeur correcte du rapport de transformation du transformateur. De plus, les transformateurs peuvent être connectés dans des combinaisons uniques appelées baluns pour correspondre aux impédances., Transmetteurs radio, , Transformateur, , Baluns, , 281

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Figure 8-43, , Adaptation d'impédance avec un transformateur à noyau de fer., Générateur RF, Zi, , Primaire, , Rapport de tours ⫽, , Secondaire, , ZL, , NP, NS, , Adaptation d'impédance du transformateur. Reportez-vous à la figure 8-43. La relation entre le rapport de tours et les impédances d'entrée et de sortie est, Zi, NP 2, 5a b, ZL, NS, , Zi, NP, 5, NS, B ZL, , C'est-à-dire le rapport de l'impédance d'entrée Zi à l'impédance de charge ZL est égal au carré du rapport du nombre de spires sur le primaire NP au nombre de spires sur le secondaire NS. Par exemple, pour faire correspondre une impédance de générateur de 6 V à une charge de 50 V, l'impédance, le rapport de spires doit être le suivant :, Zi, NP, 6, 5, 5, 5 10,12 5 0,3464, NS, B ZL B 50 , , BON À SAVOIR, Bien que les transformateurs à air soient largement utilisés aux fréquences radio, ils sont moins efficaces que les transformateurs à noyau de fer., , NS, 1, 1, 5, 5, 5 2.887, NP, NP yNS, 0,3464, , Autotransformateur, , Cela signifie qu'il y a 2,89 fois plus de tours sur le secondaire que sur le primaire., La relation donnée ci-dessus n'est vraie que sur les transformateurs à noyau de fer. Lorsque des transformateurs à air sont utilisés, le couplage entre les enroulements primaire et secondaire n'est pas complet et, par conséquent, le rapport d'impédance n'est pas celui indiqué. Bien que les transformateurs à noyau d'air soient largement utilisés à Fs et puissent être utilisés pour l'adaptation d'impédance, ils sont moins efficaces que les transformateurs à noyau de fer., La ferrite (céramique magnétique) et le fer en poudre peuvent être utilisés comme matériaux de base pour fournir un couplage étroit à très hautes fréquences. Les enroulements primaire et secondaire sont enroulés sur un noyau du matériau choisi., Le type de noyau le plus largement utilisé pour les transformateurs RF est le tore. Un tore est un noyau circulaire en forme de beignet, généralement constitué d'un type spécial de poudre de fer. Le fil de cuivre est enroulé sur le tore pour créer les enroulements primaire et secondaire. Une disposition typique est illustrée à la Fig. 8-44. Des bobines à simple enroulement appelées autotransformateurs sont également utilisées pour l'adaptation d'impédance entre les étages RF. La Fig. 8-45 montre des arrangements d'abaissement et d'élévation d'impédance. Les toroïdes sont couramment utilisés dans les autotransformateurs. Contrairement aux transformateurs à noyau d'air, les transformateurs toroïdaux font que le champ magnétique produit par le primaire est complètement contenu dans le noyau lui-même. Cela a deux avantages importants. Premièrement, un tore ne rayonne pas d'énergie RF. Les bobines à noyau d'air rayonnent parce que le champ magnétique produit autour du primaire n'est pas contenu. Émetteur et récepteur, les circuits utilisant des bobines à noyau d'air sont généralement protégés par des écrans magnétiques pour les empêcher d'interférer avec d'autres circuits. Le tore, quant à lui, contient tous les champs magnétiques et ne nécessite pas de blindage. Deuxièmement, la majeure partie du champ magnétique produit par le primaire coupe les spires de l'enroulement secondaire. Ainsi, les formules de base du rapport de transformation, de la tension d'entrée-sortie et de l'impédance des transformateurs basse fréquence standard s'appliquent aux transformateurs toroïdaux haute fréquence., , 282, , Chapter 8, , Toroid

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Figure 8-44, , Un transformateur toroïdal., Toroïde en fer poudré, , Primaire, , Figure 8-45, , Secondaire, , Adaptation d'impédance dans un autotransformateur. (a) Descendre. (b) Intensifier., Zi, , Zi, NS, , Zl, , NP, NP, , NS, , Zl, , NP, Zi, ⫽, NS, ZL, , NP, Zi, ⫽, NS, ZL, , (a) abaisseur, , (b) élévateur, , Dans la plupart des nouvelles conceptions RF, des transformateurs toroïdaux sont utilisés pour l'adaptation d'impédance RF, entre les étages. De plus, les enroulements primaire et secondaire sont parfois utilisés comme inducteurs dans des circuits accordés. Alternativement, des inducteurs toroïdaux peuvent être construits. Les inductances toroïdales à noyau de fer en poudre présentent un avantage par rapport aux inductances à noyau d'air pour les applications RF, car la perméabilité élevée du noyau entraîne une inductance élevée. Rappelez-vous que, chaque fois qu'un noyau de fer est inséré dans une bobine de fil, l'inductance augmente considérablement. Pour les applications RF, cela signifie que les valeurs d'inductance souhaitées peuvent être créées en utilisant moins de tours de fil, et donc l'inductance elle-même peut être plus petite. De plus, moins de tours ont moins de résistance, ce qui donne à la bobine un Q supérieur à celui obtenu avec les bobines à noyau d'air., Les tores en fer en poudre sont si efficaces qu'ils ont pratiquement remplacé les bobines à noyau d'air, dans la plupart des conceptions d'émetteurs modernes. Ils sont disponibles dans des tailles allant d'une fraction de pouce à plusieurs pouces de diamètre. Dans la plupart des applications, un nombre minimum de tours est nécessaire pour créer l'inductance souhaitée. Transformateurs de ligne de transmission et baluns, Une ligne de transmission ou un transformateur à large bande est un type unique de transformateur largement utilisé dans les amplificateurs de puissance pour le couplage entre les étages et l'adaptation d'impédance. Un tel transformateur est généralement construit en enroulant deux fils parallèles (ou une paire torsadée) sur un tore, comme illustré à la Fig. 8-46. La longueur de l'enroulement est généralement inférieure à un huitième, Transmetteurs radio, , Transformateur de ligne de transmission, , 283

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Figure 8-46, , ​​Un transformateur de ligne de transmission., , B, A, , B, A, , Figure 8-47, , Transformateurs balun utilisés pour connecter des charges ou des générateurs équilibrés et déséquilibrés. (a) Équilibré à déséquilibré. (b) Déséquilibré à équilibré., Zi ⫽ ZL, Zi, , Zi ⫽ ZL, Zi, , 1:1, , 1:1, , ZL, , (a), , ZL, , (b), , Balun, , longueur d'onde à la fréquence de fonctionnement la plus basse. Ce type de transformateur agit comme un transformateur 1:1 aux basses fréquences mais plus comme une ligne de transmission à la fréquence de fonctionnement la plus élevée., Les transformateurs peuvent être connectés de manière unique pour fournir des caractéristiques d'adaptation d'impédance fixes sur une large gamme de fréquences . L'une des configurations les plus utilisées est illustrée à la Fig. 8-47. Avec cette configuration, un transformateur est généralement enroulé sur un tore et les nombres de spires primaire et secondaire sont égaux, ce qui donne au transformateur un rapport de spires de 1:1 et un rapport d'adaptation d'impédance de 1:1. Les points indiquent le phasage des enroulements. Notez la manière inhabituelle dont les enroulements sont connectés. Un transformateur connecté de cette manière est généralement connu sous le nom de balun (de symétrique-déséquilibré) car ces transformateurs sont normalement utilisés pour connecter une source symétrique à une charge asymétrique, ou vice versa. Dans le circuit de la Fig. 8-47(a), un générateur équilibré est connecté à une charge déséquilibrée (mise à la terre). Dans la Fig. 8-47(b), un générateur déséquilibré (mis à la terre) est connecté à une charge équilibrée. Avec l'agencement représenté sur la Fig. 8-47(a), une augmentation d'impédance est obtenue. Une impédance de charge de quatre fois l'impédance de source Zi fournit une adaptation correcte. Le balun fait ressembler la charge de 4Zi à Zi. Sur la Fig. 8-48(b), un abaissement d'impédance est obtenu. Le balun fait ressembler la charge ZL à Zi /4., , 284, , Chapitre 8

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Figure 8-48, , Utilisation d'un symétriseur pour l'adaptation d'impédance. (a) Augmentation de l'impédance. (b) Abaissement d'impédance., Zi, Zi, , 1:1, , 1:1, ZL ⫽, Zi, 4, , ZL⫽ Zi, 4, ou, Zi ⫽4ZL, , ZL ⫽ 4Zi, (a) , , (b), , De nombreuses autres configurations de balun, offrant différents rapports d'impédance, sont possibles., Plusieurs baluns 1:1 communs peuvent être interconnectés pour les rapports de transformation d'impédance 9:1 et 16:1. De plus, les baluns peuvent être mis en cascade de sorte que la sortie de l'un apparaisse comme l'entrée de l'autre, et ainsi de suite. Les baluns en cascade permettent d'augmenter ou de réduire les impédances par des rapports plus larges. Notez que les enroulements d'un balun ne résonnent pas avec des condensateurs à une fréquence particulière. Les inductances d'enroulement sont faites de sorte que les réactances de bobine soient quatre fois ou plus celles de l'impédance la plus élevée adaptée. Cette conception permet au transformateur de fournir l'adaptation d'impédance désignée sur une vaste gamme de fréquences. Cette caractéristique large bande des transformateurs symétriseur permet aux concepteurs de construire des amplificateurs de puissance RF large bande. De tels amplificateurs fournissent une quantité spécifique d'amplification de puissance sur une large bande passante et sont donc particulièrement utiles dans les équipements de communication qui doivent fonctionner dans plus d'une gamme de fréquences. Plutôt que d'avoir un émetteur séparé pour chaque bande souhaitée, un seul émetteur sans circuit d'accord peut être utilisé. Lorsque des amplificateurs accordés conventionnels sont utilisés, une méthode de commutation du circuit accordé correct dans le circuit doit être fournie. De tels réseaux de commutation sont complexes et coûteux. En outre, ils introduisent des problèmes, en particulier aux hautes fréquences. Pour qu'ils fonctionnent efficacement, les commutateurs doivent être situés très près des circuits accordés afin que des inductances et des capacités parasites ne soient pas introduites par le commutateur et les conducteurs d'interconnexion. Une façon de surmonter le problème de commutation consiste à utiliser un amplificateur à large bande, qui ne nécessite ni commutation ni réglage. L'amplificateur large bande fournit l'amplification nécessaire ainsi que l'adaptation d'impédance. Cependant, les amplificateurs à large bande ne fournissent pas le iltrage nécessaire pour éliminer les harmoniques. Une façon de surmonter ce problème consiste à générer la fréquence souhaitée à un niveau de puissance inférieur, permettant aux circuits accordés de filtrer les harmoniques, puis de fournir une amplification de puissance inale avec le circuit à large bande. L'amplificateur de puissance à large bande fonctionne comme un circuit push-pull linéaire de classe A ou de classe B, de sorte que le contenu harmonique inhérent de la sortie est très faible. La Fig. 8-49 montre un amplificateur linéaire à large bande typique. Notez que deux transformateurs balun 4: 1 sont montés en cascade à l'entrée de sorte que l'impédance d'entrée de base basse ressemble à une impédance 16 fois supérieure à ce qu'elle est. La sortie utilise un balun 1: 4 qui augmente la très faible impédance de sortie de l'ampli inal à une impédance quatre fois supérieure pour égaler l'impédance de charge de l'antenne. Dans certains émetteurs, les amplificateurs à large bande sont suivis de filtres passe-bas, qui sont utilisés pour éliminer les harmoniques indésirables dans la sortie., , Radio Transmitters, , 285

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Figure 8-49 Amplificateur de puissance linéaire large bande de classe A., ⫹VCC, , RFC, 1:4, , 16:1, Antenna, load, , RF, in, , Bias, 4:1, , 4:1, , 8-5 Circuits d'émetteur typiques, De nombreux émetteurs utilisés dans les conceptions d'équipement récentes sont une combinaison de circuits intégrés et de circuits à composants discrets. Voici deux exemples., , Émetteur sans fil à courte portée, télédéverrouillage (RKE), , 286, , Il existe de nombreuses applications sans fil à courte portée qui nécessitent un émetteur pour envoyer des données ou contrôler des signaux vers un récepteur à proximité. Quelques exemples sont les petits émetteurs dans les dispositifs d'entrée sans clé à distance (RKE) utilisés pour ouvrir les portes de voiture, les capteurs de pression des pneus, les lumières de télécommande et les ventilateurs de plafond dans les maisons, les ouvre-portes de garage et les capteurs de température., Ces émetteurs sans licence utilisent une très faible puissance et fonctionnent dans les bandes industrielles, scientifiques et médicales (ISM) de la FCC. Il s'agit de fréquences réservées à un fonctionnement sans licence, comme défini dans la partie 15 des règles et réglementations de la FCC. Les fréquences les plus courantes sont 315, 433,92, 868 (Europe) et 915 MHz. La Fig. 8-50 montre un circuit intégré d'émetteur typique, le Freescale MC33493/D. Ce dispositif CMOS est conçu pour fonctionner n'importe où dans les plages de 315 à 434 MHz et de 868 à 928 MHz avec la fréquence définie par un cristal externe. Il dispose d'une modulation OOK ou FSK et peut gérer un débit de données série jusqu'à 10 kbps. La puissance de sortie est réglable avec une résistance externe. Le circuit émetteur de base est simplement une PLL utilisée comme multiplicateur de fréquence avec un amplificateur de puissance de sortie. L'oscillateur interne XCO utilise un cristal externe. La PLL multiplie une fréquence de cristal externe par un facteur de 32 ou 64 pour développer un signal PLL VCO à la fréquence de fonctionnement souhaitée. Par exemple, si la fréquence de sortie souhaitée est de 315 MHz, le cristal doit avoir une fréquence de 315y32 5 9,84375 MHz. Pour une sortie de 433,92 MHz, un cristal de 13,56 MHz est nécessaire. La sortie XCO est appliquée au détecteur de phase avec le signal de retour des diviseurs de fréquence pilotés par la sortie PLL, VCO. Le diviseur par 2 peut être activé lorsqu'une division par 64 est nécessaire., Le signal d'entrée BAND sélectionne le diviseur par 2 ou le supprime. Si le signal BAND est bas, le circuit de division par 2 est contourné et le facteur de multiplication PLL global est de 32. Si BAND est haut, le circuit de division par 2 est inséré et le facteur de multiplication global est de 64. Utilisation un cristal de 13,56 MHz donne une sortie de 867,84 MHz lorsque le facteur de division par 64 est utilisé., La sortie PLL VCO pilote un amplificateur de puissance de classe C. Une résistance externe peut être insérée dans la ligne entre REXT et la source d'alimentation en courant continu pour abaisser la puissance au niveau souhaité. La sortie maximale sans résistance externe est de 5 dBm (3,1 mW). La tension d'alimentation en courant continu peut être comprise entre 1,9 et 3,6 V, généralement fournie par une batterie., Chapitre 8

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Figure 8-50, , Le circuit intégré d'émetteur ISM Freescale MC 33493D UHF., Entrées du microcontrôleur, Bande, ⫹V, , Activer, entrée de données, mode, , Contrôle, logique, Impédance, adaptation, , Données OOK, FSK, données, , REXT, Phase, détecteur, , XTAL, C1, , Boucle, filtre, , XCO, , CFSK, , ⫼ 64, , ⫼ 32, , PA, , ⫼2, , 5Ω, , Peut être commuté, en entrée ou en sortie , , C2, Pulling, condensateurs, , VCO, , Antenne, charge, , DATACLK, , La modulation est sélectionnée par la broche MODE. Si MODE est bas, la modulation OOK est sélectionnée. L'entrée binaire série sur la broche DATA va alors allumer et éteindre le PA de classe C dc, l'allumer pour le binaire 1 et l'éteindre pour le binaire 0. Si MODE est haut, FSK est sélectionné., La ligne d'entrée DATA est alors utilisée pour tirer la fréquence du cristal entre les deux fréquences de décalage souhaitées. Un décalage de 45 kHz est typique. Deux condensateurs externes C1 et C2 sont utilisés pour tirer le cristal aux fréquences souhaitées. Une traction en série ou en parallèle peut être utilisée, selon le type de cristal., La sortie PA est alimentée vers un réseau d'adaptation d'impédance LC externe selon les besoins pour faire correspondre la sortie 50 V à l'antenne sélectionnée, comme Fig. 8- 50 spectacles. Habituellement, l'antenne est une boucle de cuivre sur la carte de circuit imprimé contenant le circuit intégré de l'émetteur. Une autre caractéristique de cette puce est la ligne de sortie de l'horloge de données DATACLK. Cette sortie est la fréquence du cristal divisée par 64. Pour un cristal de 9,84375 MHz, la sortie DATACLK est de 153,8 kHz. Avec un cristal de 13,56 MHz, la sortie DATACLK est de 212 kHz. Cette horloge peut, être utilisée avec un microcontrôleur embarqué externe pour synchroniser le flux de données., Cette puce émettrice est conçue pour être utilisée avec un microcontrôleur externe. Il reçoit ses signaux BAND, MODE et ENABLE du microcontrôleur., , Émetteur radio défini par logiciel, L'émetteur typique fait aujourd'hui partie de ce que nous appelons une radio définie par logiciel (SDR)., Les informations à transmettre sont en forme numérique et sera modulée sur une porteuse, en utilisant des techniques numériques. La modulation se fait généralement par DSP ; c'est donc une forme de logiciel. La plupart des circuits de l'émetteur sont numériques ou dérivés de logiciels. Un exemple de circuit intégré qui fournit la plupart des fonctions d'un émetteur SDR est le Texas Instruments AFE7070, illustré à la Fig. 8-51., Les données à transmettre sont organisées et modulées par un DSP ou FPGA en phase (I ) et les composantes en quadrature (Q). Ceux-ci se présentent sous la forme de mots de 14 bits et sont appliqués alternativement à l'entrée IC étiquetée D(13:0). Ils sont démultiplexés dans les flux I et Q et appliqués à un oscillateur à commande numérique (NCO) de type DDS, qui peut ou non être utilisé pour des opérations supplémentaires de génération ou de mélange de signaux. Les flux I et Q sont ensuite envoyés à un circuit de correction de modulateur en quadrature (QMC) qui fournit un moyen de faire correspondre leurs valeurs de gain, de phase et de décalage. Les signaux I et Q doivent être parfaitement équilibrés pour fournir une transmission optimale sans erreur., Transmetteurs radio, , 287

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Figure 8-51 L'AFE7070 de Texas Instruments est un circuit intégré d'émetteur radio numérique représentatif., RESETB, SCLK, SDENB, SDIO, ALARM_SDO, , BG_BYP, , SPI/, Registers, , 1.2-V, REF, Dual, DAC, , Quadrature, Modulateur, , D[13:0], IQ_FLAG, SYNC_SLEEP, , Demux, , NCO/, Mélangeur, (DDS), , RF_OUT, , QMC, Bande de base, Filtre, , 11,2,4, , CLK_IO, Horloge, DACCLKP /N, , LVDS_P/N, , 42, , LO_P/N, , Les signaux I et Q vont ensuite vers une paire de CNA 14 bits où ils sont convertis en signaux analogiques I et Q équivalents. Ceux-ci sont iltrés dans une paire de filtres passe-bas et appliqués à un modulateur en quadrature qui les mélange avec le signal porteur d'un oscillateur local (OL) ou d'un synthétiseur de fréquence. Ce signal arrive sur la broche LO_PIN. Les sorties du mélangeur sont additionnées pour former le signal analogique modulé inal à transmettre. Le signal est amplifié et apparaît sur la broche RF_OUT. Il est utilisé pour piloter l'amplificateur de puissance externe inal avant d'aller à l'antenne. (Vous en apprendrez plus sur les démultiplexeurs, les mélangeurs et les modulateurs en quadrature aux chapitres 9, 10 et 11.), Les autres circuits de la puce prennent en charge les principaux circuits émetteurs. Le SPI est une interface périphérique série standard utilisée pour connecter la puce à d'autres circuits. Ici, le SPI se connecte généralement à un microcontrôleur externe et à une mémoire où les données des registres de programmation sont générées et stockées. Les données série arrivent sur la broche SDIO., Toutes les autres fonctions du circuit sont programmées pour le résultat souhaité par registre, codes. L'entrée d'horloge CLK_IO est le signal de synchronisation maître qui contrôle également tous les autres circuits. Sur la sortie, le signal analogique est converti en un signal numérique et divisé par 1, 2 ou 4 pour créer un signal d'horloge externe si nécessaire., L'AFE7070 est utilisé dans les SDR compacts à faible consommation de tout type et petite base cellulaire , gares. Il peut fonctionner n'importe où dans la gamme de fréquences de 100 MHz à 2,7 GHz. Pour plus de détails sur la puce, consultez la fiche technique sur le site Web de Texas Instruments : alternative aux oscillateurs à cristal., Procédure :, 1. Utilisez Bing, Google, Yahoo ou un autre moteur de recherche pour localiser les sources d'informations de base sur les MEMS, les oscillateurs., , 288, , Chapitre 8, , 2. Allez sur les sites Web de Silicon Laboratories, SiTime et IDT et recherchez des détails sur les oscillateurs MEMS. Téléchargez les fiches techniques pour obtenir des schémas fonctionnels, des spéciications et des déinitions d'entrée/sortie. Télécharger, toutes les notes d'application pertinentes., 3. Répondez aux questions suivantes.

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Questions :, 1. Quel est l'élément déterminant la fréquence dans un oscillateur MEMS ?, 2. Quelle est la fréquence la plus élevée à laquelle un oscillateur MEMS peut fonctionner ?, 3. Comment une fréquence plus élevée est-elle obtenue avec un oscillateur MEMS ?, , 4 . Quelle est la meilleure précision et stabilité qu'un oscillateur MEMS peut atteindre ?, 5. Les oscillateurs MEMS peuvent-ils remplacer les oscillateurs à cristal ?, 6. Les oscillateurs MEMS sont-ils moins ou plus chers que les oscillateurs à cristal ?, , 8-2 Examen de la puissance RF d'un circuit intégré Amplificateurs, Objectif : En savoir plus sur les caractéristiques et les spécifications des amplificateurs de puissance RF IC., Procédure :, 1. Utilisez Bing, Google, Yahoo ou un autre moteur de recherche pour localiser les sources d'informations de base sur les circuits intégrés, les amplificateurs de puissance pour LTE ou WCDMA téléphones cellulaires., 2. Rendez-vous sur les sites Web des sociétés suivantes pour obtenir des fiches techniques, des schémas fonctionnels, des spécifications et des caractéristiques des amplificateurs de puissance RF : Anadigics, Cree, Freescale, RFMD, NXP, Skyworks, ST Micro,, et TriQuint., 3. Répondez aux questions suivantes., , Questions :, 1. Pour les PA utilisés pour les téléphones portables, quelles sont certaines des gammes de fréquences disponibles ?, 2. Quelle est l'impédance d'entrée et de sortie la plus est la spécification de puissance de sortie la plus courante, pour un téléphone portable PA ?, 4. Quels sont certains des matériaux semi-conducteurs utilisés pour les téléphones portables PA ?, 5. Les téléphones portables PA sont-ils linéaires ou non linéaires ?, 6. Quels matériaux semi-conducteurs fournissent le capacité de fréquence et de puissance la plus élevée ?, 7. Le PA Doherty est-il disponible au format IC ou module ?, Qui est le fournisseur, si oui ?, , Questions, 1. Quels circuits font généralement partie de chaque radio, émetteur ?, 2. Quels type d'émetteur n'utilise pas d'amplificateurs de classe C ?, 3. Pour combien de degrés d'une onde sinusoïdale d'entrée un amplificateur de classe B conduit-il ?, 4. Quel est le nom donné au biais d'un amplificateur de classe C produit par une entrée Réseau RC ?, 5. Pourquoi utilise-t-on des oscillateurs à cristal à la place des oscillateurs LC pour régler la fréquence de l'émetteur ?, 6. Quelle est la manière la plus courante de faire varier la fréquence de sortie d'un oscillateur à cristal ?, 7. Quelle est la fréquence de sortie d'une fréquence d'une PLL, synthétiseur changé ?, 8. Que sont les prédiviseurs et pourquoi sont-ils utilisés dans les synthétiseurs VHF et UHF ?, 9. À quoi sert le iltre de boucle dans une PLL ?, 10. Quel circuit dans un convertisseur numérique direct synthétiseur (DDS) génère réellement la forme d'onde de sortie ?, 11. Dans un DDS, qu'est-ce qui est stocké dans la ROM ?, 12. Comment la sortie pour la fréquence d'un DDS est-elle modifiée ?, 13. Quelle est la classe d'amplificateur de puissance RF la plus efficace ?, 14. Quelle est la puissance maximale approximative des amplificateurs de puissance RF à transistor typiques ?, 15. Deine puissance ajoutée efficacité., 16. Quels sont les principaux avantages et inconvénients des amplificateurs de commutation ?, 17. Quelle est la différence entre une classe D et une classe E, ampli?, , 18. Expliquez comment fonctionne un amplificateur de puissance à suivi d'enveloppe, 19. Expliquez comment un amplificateur de puissance à anticipation réduit la distorsion., 20. Dans un amplificateur de puissance à prédistorsion, quelle est la rétroaction , signal ?, 21. Le transfert de puissance maximal se produit lorsque quelle relation existe entre l'impédance du générateur Zi et la charge, l'impédance ZL ?, 22. Qu'est-ce qu'un tore et comment est-il utilisé ? Quels composants en sont fabriqués ?, 23. Quels sont les avantages d'une inductance RF toroïdale ?, 24. En plus de l'adaptation d'impédance, quelle autre fonction importante les réseaux LC remplissent-ils ?, 25. Quel est le nom donné à un seul transformateur d'enroulement ?, 26. Quel est le nom donné à un transformateur RF avec un rapport de tours de 1 : 1 connecté de manière à fournir une adaptation d'impédance de 1 : 4 ou 4 : 1 ? Donnez une application courante., 27. Pourquoi des transformateurs RF non accordés sont-ils utilisés dans les amplificateurs de puissance ?, 28. Comment l'adaptation d'impédance est-elle gérée dans un amplificateur RF linéaire à large bande ?, 29. Quels sont les rapports d'adaptation d'impédance courants de la transmission transformateurs de ligne utilisés comme baluns ?, 30. Pourquoi les réseaux π et T sont-ils préférés aux réseaux L ?, , Émetteurs radio, , 289

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Problèmes, 1. Un émetteur FM a une porteuse à cristal de 8,6 MHz, un oscillateur et des multiplicateurs de fréquence de 2, 3 et 4. Quelle est la fréquence de sortie ? ◆, 2. Un cristal a une tolérance de 0,003 %. Quelle est la tolérance en ppm ? 3. Un cristal de 25 MHz a une tolérance de 6200 ppm. Si la fréquence dérive vers le haut jusqu'à la tolérance maximale, quelle est la fréquence du cristal ? ◆, 4. Un synthétiseur de fréquence PLL a une fréquence de référence de 25 kHz. Le diviseur de fréquence est réglé sur un facteur de 345. Quelle est la fréquence de sortie ?, 5. Un synthétiseur de fréquence PLL a une fréquence de sortie de 162,7 MHz. La référence est un oscillateur à cristal de 1 MHz suivi d'un diviseur de 10. Quel est le rapport principal du diviseur de fréquence ? ◆, 6. Un synthétiseur de fréquence PLL a une fréquence de sortie de 470 MHz. Un prédiviseur diviseur par 10 est utilisé. La fréquence de référence est de 10 kHz. Quel est le pas de fréquence, incrément?, 7. Un synthétiseur de fréquence PLL a un module variable, un prédiviseur de M 5 10/11 et des rapports de division des compteurs A et N de 40 et 260. La fréquence de référence est de 50 kHz . Quelles sont la fréquence de sortie du VCO et l'incrément de fréquence minimum ? ◆, 8. Dans un DDS, la ROM contient 4096 emplacements de stockage, contenant un cycle de valeurs d'onde sinusoïdale. Qu'est-ce que l'incrément de pas de phase ?, , 9. Un synthétiseur DDS a une horloge de 200 MHz et une valeur constante de 16. Le registre d'adresse ROM a 16 bits., Quelle est la fréquence de sortie ?, 10. Un multiplicateur PLL L'émetteur doit fonctionner avec une sortie 915 MHz. Avec un facteur de division de 64, quelle valeur de cristal est nécessaire ?, 11. Un amplificateur de classe C a une tension d'alimentation de 36 V et un courant de collecteur de 2,5 A. Son efficacité est de 80 %. Quelle est la sortie RF pouvoir? ◆, 12. Calculez les valeurs L et C d'un réseau L qui doit faire correspondre un amplificateur de puissance à transistor 9 V à une antenne 75 V à 122 MHz., 13. Calculez les composants du réseau L qui correspondront à a, 4 -V résistance interne en série avec une inductance interne de 9 nH à une impédance de charge de 72 V en parallèle avec une capacité parasite de 24 pF à une fréquence de 46 MHz., 14. Concevez un réseau LCC T qui correspondra à 5 -V interne, résistance à une charge de 52 V à 54 MHz. Supposons un Q de 12, 15. Un transformateur a 6 spires au primaire et 18 spires au secondaire. Si l'impédance du générateur (source) est de 50 V, quelle devrait être l'impédance de charge ?, 16. Un transformateur doit correspondre à un générateur de 2 500 V à une charge de 50 V. Quel doit être le rapport de rotation ?, ◆ Les réponses, , aux problèmes sélectionnés suivent le Chap. 22., , Pensée critique, 1. Nommez les cinq parties principales d'un synthétiseur de fréquence PLL. Dessinez le circuit de mémoire. À partir de quel circuit la sortie est-elle prise ?, 2. En regardant une onde sinusoïdale, décrivez comment la ROM dans un, DDS pourrait utiliser seulement un quart des emplacements de mémoire pour stocker la table de recherche sinusoïdale., 3. Concevoir un LCC réseau comme celui de la Fig. 8-40 pour correspondre, un amplificateur à transistor de 5,5 V avec une inductance de 7 nH à, , 290, , Chapitre 8, , une antenne avec une impédance de 50 V et une capacité shunt de 22 pf. , 4. Pour faire correspondre une impédance d'amplificateur de 6 V à une antenne de 72 V, chargez, quel rapport de transformation NP/NS un transformateur doit-il avoir ?, 5. Pourquoi des amplificateurs de puissance linéaires sont-ils nécessaires dans la plupart des émetteurs aujourd'hui ?

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chapitre, , 9, , Communication, Récepteurs, I, , Dans les systèmes de radiocommunication, le signal émis est très faible lorsqu'il parvient au récepteur, en particulier lorsqu'il a parcouru une longue distance. Le signal, qui a partagé le support de transmission en espace libre, avec des milliers d'autres signaux radio, a également capté des bruits de toutes sortes. Les récepteurs radio doivent fournir la sensibilité et la sélectivité qui permettent une récupération complète du signal de renseignement d'origine. Ce chapitre passe en revue les principes de base de la réception du signal et traite du superhétérodyne, du récepteur, des récepteurs numériques définis par logiciel, y compris la conversion directe., , Objectifs, Après avoir terminé ce chapitre, vous serez en mesure de :, ■, ■, , ■, , ■, ■, , ■, , ■, , ■, , Identifiez la fonction de chaque composant d'un récepteur superhétérodyne., Exprimez mathématiquement la relation entre la FI, l'oscillateur local et le signal, les fréquences et calculez l'une d'entre elles, compte tenu de la , deux autres., Expliquer comment la conception des récepteurs à double conversion leur permet d'améliorer la sélectivité et d'éliminer les problèmes d'image., Décrire le fonctionnement des types les plus courants de circuits mélangeurs., Expliquer l'architecture et le fonctionnement de la conversion directe et, numérique radios définies par logiciel., Énumérez les principaux types de bruit externe et interne, et expliquez comment chacun interfère avec les signaux avant et après qu'ils atteignent le récepteur., Calculez le facteur de bruit, le facteur de bruit et la température de bruit d'un récepteur. , Décrire le fonctionnement et le but du circuit AGC dans un récepteur., , 291

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9-1 Principes de base de la reproduction du signal Un récepteur de communication doit être capable d'identifier et de sélectionner un signal souhaité parmi des milliers d'autres présents dans le spectre de fréquences (sélectivité) et de fournir une amplification suffisante pour récupérer le signal modulant (sensibilité). Un récepteur avec une bonne sélectivité isolera le signal souhaité dans le spectre RF et éliminera ou au moins considérablement atténuera tous les autres signaux. Un récepteur avec une bonne sensibilité implique un gain de circuit élevé., , Sélectivité, Sélectivité, , La sélectivité dans un récepteur est obtenue en utilisant des circuits accordés et/ou des iltres. Les circuits accordés LC fournissent une sélectivité initiale; Les iltres, qui sont utilisés plus tard dans le processus, fournissent une sélectivité supplémentaire., , Q et bande passante. La sélectivité initiale dans un récepteur est normalement obtenue en utilisant LC, Bande passante, BON À SAVOIR, Si vous connaissez le Q et la fréquence de résonance d'un circuit accordé, vous pouvez calculer la bande passante en utilisant l'équation BW 5 fr /Q ., , circuits accordés. En contrôlant soigneusement le Q du circuit résonnant, vous pouvez régler la sélectivité souhaitée. La bande passante optimale est suffisamment large pour laisser passer le signal et ses bandes latérales, mais également suffisamment étroite pour éliminer ou atténuer considérablement les signaux sur les fréquences adjacentes. Comme le montre la Fig. 9-1, le taux d'atténuation ou de décroissance d'un circuit accordé LC est graduel. Les signaux adjacents seront atténués, mais dans certains cas pas suffisamment pour éliminer complètement les interférences. L'augmentation du Q réduira davantage la bande passante et améliorera la pente de l'atténuation, mais le rétrécissement de la bande passante de cette manière ne peut être pris que jusqu'à présent. À un moment donné, la bande passante du circuit peut devenir si étroite qu'elle commence à atténuer les bandes latérales, entraînant une perte d'informations. La courbe de sélectivité idéale du récepteur aurait des côtés parfaitement verticaux, comme dans la Fig. 9-2(a). Une telle courbe ne peut être obtenue avec des circuits accordés. Une meilleure sélectivité est obtenue en mettant en cascade des circuits accordés ou en utilisant des iltres en cristal, en céramique ou SAW. Aux basses fréquences, le traitement numérique du signal (DSP) peut fournir des courbes de réponse presque idéales. Toutes ces méthodes sont utilisées dans les récepteurs de communication., , Figure 9-1, , Courbe de sélectivité d'un circuit accordé., , 0, , ⫺3 dB, , Atténuation, , BW ⫽, , BW ⫽ f2 ⫺ f1, f1, Fréquence , , 292, , Chapitre 9, , fr, , f2, , fr, Q

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Figure 9-2, , Courbes de réponse de sélectivité du récepteur. (a) Courbe de réponse idéale. (b) Courbe de réponse pratique montrant, facteur de forme., BW, , 0, 0, Atténuation en décibels, , 10, 20, 30, , BW ⫽ f2 ⫺ f1, , 40, 50, 60, 70, , Atténuation en décibels , , 6 dB, 10, 20, Facteur de forme ⫽, , 30, , f4 ⫺ f 3, f2 ⫺ f 1, , 40, 50, 60, , 80, 70, , 90, f1, , f2, fr, , Fréquence, , fr, , Fréquence, , f3, , f4, f1, , (a), , f2, (b), , Facteur de forme. Les côtés d'une courbe de réponse de circuit accordé sont appelés jupes. La pente des jupes, ou la sélectivité des jupes, d'un récepteur est exprimée comme la forme, le facteur, le rapport de la bande passante descendante de 60 dB à la bande passante descendante de 6 dB. Ceci est illustré à la Fig. 9-2(b). La bande passante aux points bas de 60 dB est f4 2 f3 ; la largeur de bande des points bas à 6 dB est f2 2 f1. Ainsi, le facteur de forme est ( f4 2 f3 )/( f2 2 f1 ). Supposons, par exemple, que la bande passante à 60 dB est de 8 kHz et la bande passante à 6 dB est de 3 kHz. Le facteur de forme est de 8/3 5 2,67, soit 2,67:1. Plus le facteur de forme est faible, plus les jupes sont raides et meilleure est la sélectivité. L'idéal, illustré à la Fig. 9-2(a), est de 1. Des facteurs de forme proches de 1 peuvent être obtenus avec des filtres DSP., , Sélectivité de jupe, Facteur de forme, , Sensibilité, Sensibilité d'un récepteur de communication ou capacité à capter signaux faibles, est principalement fonction du gain global, le facteur par lequel un signal d'entrée est multiplié pour produire le signal de sortie. En général, plus le gain d'un récepteur est élevé, meilleure est sa sensibilité. Plus le gain d'un récepteur est élevé, plus le signal d'entrée nécessaire pour produire un niveau de sortie souhaité est petit. Un gain élevé dans les récepteurs de communication est obtenu en utilisant plusieurs étages d'amplification., Un autre facteur qui affecte la sensibilité d'un récepteur est le rapport signal sur bruit (S/N), rapport (SNR). Le bruit est les petites variations de tension aléatoires provenant de sources externes et des variations de bruit générées dans les circuits du récepteur. Ce bruit peut parfois être si élevé (plusieurs microvolts) qu'il masque ou efface le signal souhaité. La Fig. 9-3 montre ce que l'écran d'un analyseur de spectre afficherait lorsqu'il surveille deux signaux d'entrée et le bruit de fond. Le bruit est faible, mais il présente des variations aléatoires de tension et de fréquence, des composantes qui se répartissent sur un large spectre. Le grand signal est bien au-dessus du bruit et est donc facilement reconnu, amplifié et démodulé. Le signal le plus petit est à peine plus grand que le bruit et peut donc ne pas être reçu avec succès. Une méthode pour exprimer la sensibilité d'un récepteur consiste à établir le signal minimum discernable (MDS). Le MDS est le niveau du signal d'entrée qui est approximativement égal à la valeur moyenne du bruit généré en interne. Cette valeur de bruit est appelée bruit de fond du récepteur. MDS est la quantité de signal qui produirait la même puissance audio, en sortie que le signal de niveau de bruit. La MDS est généralement exprimée en dBm., Une autre mesure souvent utilisée de la sensibilité du récepteur est les microvolts ou décibels au-dessus de 1 mV et les décibels au-dessus de 1 mW (0 dBm)., Récepteurs de communication, , Sensibilité, , 293

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Illustration du bruit, de la MDS et de la sensibilité du récepteur., Signal souhaité, (bon S/N ), , Tension du signal ou amplitude de puissance, (dB ou dBm), , Figure 9-3, , MDS, (mauvais S/N ), , Bruit, , Bruit, plancher, Fréquence, , La plupart des récepteurs ont une impédance d'entrée d'antenne de 50 V. Ainsi, un signal de 1 µV produit une puissance P sur les 50 V de, V2, 1 3 1026, 5, 5 2 3 10214 W, R, 50, Exprimer cela en dBm (puissance référencée à 1 mW) donne, P5, , P, 2 3 10214, 5 10 log, 5 2107 dBm, 1 mW, 0,001, Maintenant, si un récepteur a une sensibilité déclarée de 10 µV, puis l'exprimer en décibels donne, dBm 5 10 log, , dB 5 20 log 10 5 20 dB, La sensibilité au-dessus de 1 mW est alors, dBm 5 10 2 107 5 287 dBm, Une sensibilité d'entrée de 0,5 µV se traduit par une sensibilité de, dB 5 20 log 0,5 5 26, dBm 5 26 2 107 5 2113 dBm, , Taux d'erreur sur les bits (BER), , Il n'y a pas de manière unique de déinir la sensibilité. Pour les signaux analogiques, le rapport signal-tonalité est la principale considération dans les signaux analogiques. Pour la transmission de signaux numériques, le taux d'erreur binaire (BER) est la considération principale. Le BER est le nombre d'erreurs commises lors de la transmission de nombreux bits de données en série. Par exemple, une mesure est que la sensibilité est telle que le BER est de 10210 ou 1 erreur de bit sur 10 milliards de bits transmis. Plusieurs méthodes pour énoncer et mesurer la sensibilité ont été définies dans diverses normes de communication en fonction du type de modulation. utilisé et d'autres facteurs., Par exemple, la sensibilité d'un récepteur de communication haute fréquence est généralement exprimée comme la quantité minimale d'entrée de tension de signal qui produira une sortie, un signal supérieur de 10 dB au bruit de fond du récepteur. Certaines spécifications indiquent un rapport signal/bruit de 20 dB. Une figure de sensibilité typique pourrait être une entrée de 1 µV. Plus ce chiffre est faible, meilleure est la sensibilité. Les bons récepteurs de communication ont généralement une sensibilité de 0,2 à 1 µV. Les récepteurs AM et FM grand public conçus pour recevoir des stations locales puissantes ont une sensibilité beaucoup plus faible. Les récepteurs FM typiques ont des sensibilités de 5 à 10 µV ; AM, les récepteurs peuvent avoir des sensibilités de 100 µV ou plus. Émetteur-récepteur sans fil commun, les sensibilités sont comprises entre 285 et 2140 dBm., , La configuration de récepteur la plus simple, Fig. 9-4 montre le récepteur radio le plus simple : un ensemble de cristaux composé d'un circuit accordé, d'un détecteur à diode (cristal) et écouteurs. Le circuit accordé fournit la sélectivité, le, , 294, , Chapitre 9

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Figure 9-4, , Le récepteur le plus simple - un jeu de cristaux., , T1, Casque, Primaire, C1, , C2, , Secondaire, , diode et C2 servent de démodulateur AM, et les écouteurs reproduisent le signal audio récupéré. , Le récepteur à cristal de la Fig. 9-4 n'offre pas le type de sélectivité et de sensibilité nécessaires aux communications modernes. Seuls les signaux les plus forts peuvent produire une sortie, et la sélectivité est souvent insuffisante pour séparer les signaux entrants. Ce récepteur ne peut recevoir que des stations de radio AM locales très puissantes et une très longue antenne est nécessaire. Cependant, un démodulateur comme celui-ci est le circuit de base de tout récepteur. Tous les autres circuits d'un récepteur sont conçus pour améliorer la sensibilité et la sélectivité, afin que le démodulateur puisse mieux fonctionner., , 9-2 Récepteurs superhétérodynes, Un récepteur sensible et sélectif peut être réalisé en utilisant uniquement des ampliiers, des iltres sélectifs et un démodulateur . C'est ce qu'on appelle une fréquence radio syntonisée ou un récepteur TRF. Les premières radios utilisées, cette conception. Cependant, un tel récepteur ne fournit généralement pas le type de performances attendues dans les applications de communication modernes. Un type de récepteur qui peut fournir cette performance est le récepteur superhétérodyne. Les récepteurs superhétérodynes convertissent tous les signaux entrants en une fréquence inférieure, appelée fréquence intermédiaire (FI), à laquelle un seul ensemble d'ampliiers et de iltres est utilisé pour fournir un niveau fixe de sensibilité et de sélectivité. La plupart du gain et de la sélectivité dans un récepteur superhétérodyne sont obtenus dans les amplificateurs FI. Le circuit clé est le mélangeur, qui agit comme un simple modulateur d'amplitude pour produire des fréquences de somme et de différence. Le signal entrant est mélangé avec un signal d'oscillateur local pour produire cette conversion. Fig. 9-5 montre un schéma fonctionnel général d'un superhétrodyne, , Figure 9-5, , Fréquence intermédiaire (IF), , Schéma fonctionnel d'un récepteur superhétérodyne., , Antenne, amplificateurs IF, amplificateur RF, , mélangeur, démodulateur, Sélectif, filtre, AGC, , oscillateur local ou, synthétiseur de fréquence, , haut-parleur, , amplificateur audio, , récepteurs de communication, , 295

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destinataire. Dans les sections suivantes, la fonction de base de chaque circuit est examinée. Bien que les circuits individuels soient abordés dans les sections suivantes, gardez à l'esprit qu'aujourd'hui, la plupart des récepteurs sont constitués de circuits entièrement intégrés sur une seule puce de silicium ou d'un autre matériau semi-conducteur. De tels circuits ne peuvent généralement pas être modifiés ou accessibles., , Amplificateurs RF, amplificateur RF (amplificateur à faible bruit ou présélecteur), , BON À SAVOIR, Le circuit clé des récepteurs superhétérodynes est le mélangeur qui, agit comme un simple modulateur d'amplitude pour produire des fréquences de somme et de différence., , L'antenne capte le signal radio faible et le transmet à l'amplificateur RF, également appelé amplificateur à faible bruit (LNA). Étant donné que les amplificateurs RF fournissent un gain et une sélectivité initiaux, ils sont parfois appelés présélecteurs. Les circuits accordés aident à sélectionner le signal souhaité ou au moins la gamme de fréquences dans laquelle le signal réside. Les circuits accordés dans les récepteurs à accord fixe peuvent recevoir un Q très élevé, de sorte qu'une excellente sélectivité peut être obtenue. Cependant, dans les récepteurs qui doivent s'accorder sur une large gamme de fréquences, la sélectivité est un peu plus difficile à obtenir. Les circuits accordés doivent résonner sur une large gamme de fréquences. Par conséquent, le Q, la bande passante et la sélectivité de l'amplificateur changent avec la fréquence. Dans les récepteurs de communication qui n'utilisent pas d'amplificateur RF, l'antenne est connectée, directement à un circuit accordé, à l'entrée du mélangeur, qui fournit le initiale souhaitée, sélectivité. Cette configuration est pratique dans les applications basse fréquence où un gain supplémentaire n'est tout simplement pas nécessaire. (La majeure partie du gain du récepteur se trouve dans la section de l'amplificateur IF, et même, si des signaux relativement forts doivent être reçus, un gain RF supplémentaire n'est pas nécessaire.), En outre, l'omission de l'amplificateur RF peut réduire le bruit apporté par un tel circuit. , En général, cependant, il est préférable d'utiliser un amplificateur RF. Les amplificateurs RF améliorent la sensibilité grâce au gain supplémentaire ; améliorer la sélectivité, en raison des circuits accordés ajoutés ; et améliorer le rapport S/B. De plus, les signaux parasites sont plus efficacement rejetés, minimisant la génération de signaux indésirables dans le mélangeur. Les amplificateurs RF minimisent également le rayonnement de l'oscillateur. Le signal de l'oscillateur local est relativement fort, et une partie peut fuir et apparaître à l'entrée du mélangeur., Si l'entrée du mélangeur est connectée directement à l'antenne, une partie du signal de l'oscillateur local rayonne, causant éventuellement des interférences à autres récepteurs à proximité. L'amplificateur RF, entre le mélangeur et l'antenne, isole les deux, réduisant considérablement tout rayonnement local de l'oscillateur. Les transistors bipolaires et à effet de champ, fabriqués avec du silicium, du GaAs ou du SiGe, peuvent être utilisés comme amplificateurs RF. La sélection est faite en fonction de la fréquence, du coût, des performances de bruit intégrées, par rapport aux discrètes et souhaitées. leurs caractéristiques de faible bruit., , La sortie de l'amplificateur RF est appliquée à l'entrée du mélangeur. Le mélangeur reçoit également une entrée d'un oscillateur local ou d'un synthétiseur de fréquence. La sortie du mélangeur est le signal d'entrée, le signal de l'oscillateur local et la somme et la différence des fréquences de ces signaux. Habituellement, un circuit accordé à la sortie du mélangeur sélectionne la différence, la fréquence ou la fréquence intermédiaire (IF). La fréquence somme peut également être sélectionnée en tant que FI dans certaines applications. Le mélangeur peut être une diode, un modulateur équilibré ou un transistor. Les MOSFET et les diodes à porteurs chauds sont préférés comme mélangeurs en raison de leurs caractéristiques de faible bruit. L'oscillateur local est rendu accordable de sorte que sa fréquence puisse être ajustée sur une plage relativement large. Lorsque la fréquence de l'oscillateur local est modifiée, le mélangeur traduit une large gamme de fréquences d'entrée vers la FI fixe., , Amplificateurs FI, La sortie du mélangeur est un signal FI contenant la même modulation qui est apparue, sur le signal RF d'entrée . Ce signal est amplifié par un ou plusieurs étages d'amplification FI, et la majeure partie du gain du récepteur est obtenue dans ces étages. Les circuits accordés sélectifs fournissent une sélectivité fixe. Étant donné que la fréquence intermédiaire est généralement bien inférieure à l'entrée, , 296, , Chapitre 9

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fréquence du signal, Les amplificateurs IF sont plus faciles à concevoir et une bonne sélectivité est plus facile à obtenir., Des filtres en cristal, en céramique ou SAW sont utilisés dans la plupart des sections IF pour obtenir une bonne sélectivité., Certaines formes ou certains récepteurs utilisent des filtres DSP pour la sélectivité., , Démodulateurs , Le signal IF fortement amplifié est inalement appliqué au démodulateur, ou détecteur, qui récupère l'information de modulation d'origine. Le démodulateur peut être un détecteur à diode (pour AM), un détecteur de quadrature (pour FM) ou un détecteur de produit (pour SSB). Dans les radios superhétérodynes numériques modernes, le signal IF est d'abord numérisé par un convertisseur analogique-numérique (ADC), puis envoyé à un processeur de signal numérique (DSP) où la démodulation est effectuée par un algorithme programmé. Le signal récupéré sous forme numérique est ensuite reconverti en analogique par un convertisseur numérique-analogique (DAC). La sortie du démodulateur ou du DAC est alors généralement envoyée à un amplificateur audio avec une tension et un gain de puissance suffisants pour faire fonctionner un haut-parleur. Pour les signaux non vocaux, la sortie du détecteur peut être envoyée, ailleurs, à un téléviseur, une tablette, un écran de téléphone portable, un ordinateur ou un autre appareil., , Démodulateur (ou détecteur), , Contrôle automatique du gain, La sortie d'un démodulateur est généralement le signal de modulation d'origine, dont l'amplitude est directement proportionnelle à l'amplitude du signal reçu. Le signal récupéré, qui est généralement alternatif, est redressé et filtré en une tension continue par un circuit appelé circuit de contrôle automatique de gain (AGC). Cette tension continue est renvoyée aux amplificateurs IF et, parfois, à l'amplificateur RF, pour contrôler le gain du récepteur. Les circuits AGC aident à maintenir un niveau de tension de sortie constant sur une large gamme de niveaux de signal d'entrée RF ; ils aident également le récepteur à fonctionner sur une large plage afin que les signaux forts ne produisent pas de distorsion dégradant les performances. Pratiquement tous les récepteurs superhétérodynes utilisent une certaine forme d'AGC. L'amplitude du signal RF à l'antenne d'un récepteur peut aller d'une fraction d'un microvolt à des milliers de microvolts ; cette large plage de signaux est connue sous le nom de plage dynamique. En règle générale, les récepteurs sont conçus avec un gain très élevé afin que les signaux faibles puissent être reçus de manière fiable. Cependant, l'application d'un signal de très haute amplitude à un récepteur provoque une saturation des circuits, produisant une distorsion et réduisant l'intelligibilité., Avec AGC, le gain global du récepteur est automatiquement ajusté en fonction du niveau du signal d'entrée. L'amplitude du signal en sortie du détecteur est proportionnelle à l'amplitude du signal d'entrée ; s'il est très élevé, le circuit AGC produit une tension de sortie continue élevée, réduisant ainsi le gain des amplificateurs IF. Cette réduction de gain élimine la distorsion normalement produite par un signal d'entrée haute tension. Lorsque le signal entrant est faible, la sortie du détecteur est faible. La sortie de l'AGC est alors une tension continue plus petite., Cela fait que le gain des amplificateurs IF reste élevé, offrant une amplification maximale., , Contrôle automatique de gain (AGC), , 9-3 Conversion de fréquence, Comme indiqué dans les chapitres précédents , la conversion de fréquence est le processus de traduction d'un signal modulé à une fréquence supérieure ou inférieure tout en conservant toutes les informations transmises à l'origine. Dans les récepteurs radio, les signaux radio haute fréquence sont régulièrement convertis en une fréquence intermédiaire inférieure, où un gain et une sélectivité améliorés peuvent être obtenus. C'est ce qu'on appelle la conversion vers le bas. Dans les communications par satellite, le signal d'origine est généré à une fréquence inférieure, puis converti en une fréquence supérieure pour la transmission. C'est ce qu'on appelle la conversion vers le haut., , Conversion de fréquence, , Conversion vers le bas, Conversion vers le haut, , Principes de mélange, La conversion de fréquence est une forme de modulation d'amplitude ou de multiplication analogique effectuée, par un circuit mélangeur ou un convertisseur. La fonction exécutée par le mélangeur est appelée hétérodynage., Récepteurs de communication, , Hétérodynage, , 297

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Figure 9-6, , Concept d'un mélangeur., , Entrée, signal, fs, , Sortie du mélangeur : fo ⫹ fs, fo ⫺ fs, f o*, Mélangeur, f s*, , Accordé, circuit ou, filtre, , fo ⫹ f s, ou, fo ⫺ f s, , Intermédiaire, fréquence, (IF), , fo, , LO oscillateur local, * Peut être présent ou non dans la sortie selon le type de mélangeur., , Fig. 9-6 est un schéma d'un circuit mélangeur. Les mélangeurs acceptent deux entrées. Le signal fs, qui doit être translaté à une autre fréquence, est appliqué à une entrée, et l'onde sinusoïdale d'un oscillateur local fo est appliquée à l'autre entrée. Le signal à traduire peut être une simple sinusoïde ou tout signal modulé complexe contenant des bandes latérales. A l'instar d'un modulateur d'amplitude, un mélangeur effectue essentiellement une multiplication mathématique, de ses deux signaux d'entrée selon les principes exposés aux Chap. 2 et 3. L'oscillateur est la porteuse et le signal à traduire est le signal modulant. La sortie contient non seulement le signal porteur mais également les bandes latérales formées lorsque l'oscillateur local et le signal d'entrée sont mélangés. La sortie du mélangeur se compose donc de signaux, fs , fo, fo 1 fs et fo 2 fs ou fs 2 fo. Le signal de l'oscillateur local fo apparaît généralement dans la sortie du mélangeur, tout comme le signal d'entrée d'origine fs dans certains types de circuits mélangeurs. Ceux-ci ne sont pas nécessaires dans la sortie et sont donc filtrés. La somme ou la différence de fréquence dans la sortie est le signal souhaité. Par exemple, pour traduire le signal d'entrée à une fréquence inférieure, le signal inférieur, de bande latérale ou de différence fo 2 fs est choisi. La fréquence de l'oscillateur local sera choisie de telle sorte que lorsque le signal d'information en est soustrait, un signal avec la fréquence inférieure souhaitée est obtenu. Lors de la traduction vers une fréquence plus élevée, le signal supérieur, de bande latérale ou de somme fo 1 fs est choisi. Encore une fois, la fréquence de l'oscillateur local détermine quelle sera la nouvelle fréquence plus élevée. Un circuit accordé ou iltre est utilisé à la sortie du mélangeur pour sélectionner le signal désiré et rejeter tous les autres., Par exemple, pour un récepteur radio FM pour traduire un signal FM à 107,1 MHz, à une fréquence intermédiaire de 10,7 MHz pour l'amplification et la détection, une fréquence d'oscillateur local de 96,4 MHz est utilisée. Les signaux de sortie du mélangeur sont fs 5, 107,1 MHz, fo 5 96,4 MHz, fo 1 fs 5 96,4 1 107,1 5 203,5 MHz et fs 2 fo 5, 107,1 2 96,4 5 10,7 MHz. Ensuite, un filtre sélectionne le signal de 10,7 MHz (le IF ou fIF ) et rejette les autres. Comme autre exemple, supposons qu'une fréquence d'oscillateur local soit nécessaire pour produire un IF de 70 MHz pour une fréquence de signal de 880 MHz. . Puisque la FI est la différence, entre le signal d'entrée et les fréquences de l'oscillateur local, il y a deux possibilités :, fo 5 fs 1 fIF 5 880 1 70 5 950 MHz, fo 5 fs 2 fIF 5 880 2 70 5 810 MHz, Il y a pas de règles établies pour décider lequel de ces éléments choisir. Cependant, à des fréquences plus basses, disons, celles inférieures à environ 100 MHz, la fréquence de l'oscillateur local est traditionnellement supérieure à la fréquence du signal entrant, et à des fréquences plus élevées, celles au-dessus de 100 MHz, la fréquence de l'oscillateur local est inférieure au signal d'entrée. fréquence., Gardez à l'esprit que le processus de mixage a lieu sur l'ensemble du spectre du signal d'entrée, qu'il ne contienne qu'une seule fréquence porteuse ou plusieurs porteuses et de nombreuses bandes latérales complexes. Dans l'exemple ci-dessus, le signal de sortie de 10,7 MHz contient la modulation de fréquence d'origine. Le résultat est comme si la fréquence porteuse du signal d'entrée était modifiée, de même que toutes les fréquences de la bande latérale. Le processus de conversion de fréquence, , 298, , Chapitre 9

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permet de déplacer un signal d'une partie du spectre à une autre, selon les besoins de l'application., , Circuits mélangeurs et convertisseurs, N'importe quelle diode ou transistor peut être utilisé pour créer un circuit mélangeur, mais la plupart des mélangeurs modernes sont sophistiqués CI. Cette section couvre certains des types les plus courants et les plus largement utilisés., , Mélangeurs à diodes. La principale caractéristique des circuits mélangeurs est la non-linéarité. Tout appareil ou circuit dont la sortie ne varie pas linéairement avec l'entrée peut être utilisé comme mélangeur. Par exemple, l'un des types de mélangeurs les plus répandus est le modulateur à diode simple mais efficace décrit au Chap. 3. Les mélangeurs à diodes comme celui-ci sont le type le plus courant dans les applications micro-ondes. Un circuit mélangeur à diodes utilisant une seule diode est illustré à la Fig. 9-7. Le signal d'entrée, qui provient d'un amplificateur RF ou, dans certains récepteurs, directement de l'antenne, est appliqué à l'enroulement primaire du transformateur T1. Le signal est couplé à l'enroulement secondaire et appliqué au mélangeur à diodes, et le signal de l'oscillateur local est couplé à la diode au moyen du condensateur C1. Les signaux d'entrée et d'oscillateur local sont ajoutés linéairement, de cette manière et appliqués à la diode, qui exécute sa magie non linéaire pour produire les fréquences de somme et de différence. Les signaux de sortie, y compris les deux entrées, sont développés, à travers le circuit accordé, qui agit comme un filtre passe-bande, sélectionnant soit la somme soit la différence de fréquence et éliminant les autres., , Mélangeur doublement équilibré. Les modulateurs équilibrés sont également largement utilisés comme mélangeurs. Ces circuits éliminent la porteuse de la sortie, ce qui facilite grandement le travail de filtrage., N'importe lequel des modulateurs équilibrés décrits précédemment peut être utilisé dans des applications de mixage., Le modulateur équilibré à réseau de diodes et le modulateur équilibré de type amplificateur différentiel intégré sont assez efficaces pour mélanger les applications. Une version du modulateur équilibré à diode illustrée à la Fig. 4-24, connue sous le nom de mélangeur doublement équilibré et illustrée à la Fig. 9-8, est probablement le meilleur mélangeur disponible, en particulier pour les fréquences VHF, UHF et micro-ondes. . Les transformateurs sont bobinés avec précision et les diodes sont adaptées, dans des caractéristiques de sorte qu'un degré élevé de suppression de la porteuse ou de l'oscillateur local se produit., Dans les produits commerciaux, l'atténuation de l'oscillateur local est de 50 à 60 dB ou plus., Mélangeurs FET. Les FET font de bons mélangeurs car ils fournissent un gain, ont un faible bruit et offrent une réponse quadratique presque parfaite. Un exemple est illustré à la Fig. 9-9. Le mélangeur FET est polarisé de sorte qu'il fonctionne dans la partie non linéaire de sa plage. Le signal d'entrée est appliqué à la porte et le signal de l'oscillateur local est couplé à la source. Encore une fois, le circuit accordé dans le drain sélectionne la différence de fréquence., , Figure 9-7, , Mélangeur à diodes, , Mélangeur doublement équilibré, , Mélangeur FET, , Un simple mélangeur à diodes., f o ⫹ fs, ou, f o ⫺ fs , , T1, , Entrée, fs, , Passe-bande, filtre, C1, , LO, fo, , Récepteurs de communication, , 299

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Figure 9-8, , Un mélangeur doublement équilibré très populaire aux hautes fréquences., , LO, fo, , De l'antenne ou de l'amplificateur RF, , Figure 9-9, , fo ⫹ fs, et, fo ⫺ fs, , Entrée, fs, , Vers filtre passe-bande et amplificateur IF, , Un mélangeur JFET., ⫹VDD, , f o ⫺ fs, , Vers IF, amplificateur, , Canal N, JFET, Depuis antenne ou amplificateur RF, , fs, , LO , fo, , BON À SAVOIR, Tout appareil ou circuit dont la sortie n'est pas une variation linéaire avec l'entrée peut être utilisé comme mélangeur., , 300, , Un autre mélangeur FET populaire, doté d'un MOSFET à double porte, est illustré à la Fig. 9-10. Ici, le signal d'entrée est appliqué à une porte et l'oscillateur local est couplé à l'autre porte. Les MOSFET à double grille offrent des performances supérieures dans les applications de mélange, car leur ID de courant de drain est directement proportionnel au produit des deux tensions de grille. Dans les récepteurs conçus pour les applications VHF, UHF et micro-ondes, les FET à jonction et les MOSFET à double grille sont largement utilisés comme mélangeurs en raison de leur gain élevé et de leur faible bruit. Les FET à l'arséniure de gallium sont préférés aux FET au silicium aux fréquences plus élevées, en raison de leur faible contribution au bruit et de leur gain plus élevé. Les mélangeurs IC utilisent des MOSFET., L'une des meilleures raisons d'utiliser un mélangeur FET est que son courant de drain caractéristique, par rapport à la courbe de tension de grille, est une fonction quadratique parfaite. (Rappelez-vous que les formules quadratiques montrent comment les bandes latérales supérieures et inférieures et les fréquences de somme et de différence sont produites.) Avec une réponse de mélangeur quadratique parfaite, seules les harmoniques de second ordre le sont, Chapitre 9

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Figure 9-10, , Un mélangeur MOSFET à double porte., ⫹VDD, , fo ⫺ fs, LO, Vers IF, amplificateur, , Double porte, MOSFET, , De l'antenne, fo amplificateur RF, , fs, , généré en addition à la somme et à la différence des fréquences. D'autres mélangeurs, tels que des diodes et des transistors bipolaires, se rapprochent d'une fonction quadratique; cependant, ils ne sont pas linéaires, de sorte que AM ou hétérodynage se produit. La non-linéarité est telle que des produits d'ordre supérieur tels que les troisième, quatrième, cinquième et harmoniques supérieures sont générés. La plupart d'entre eux peuvent être éliminés par un filtre passe-bande qui sélectionne la différence ou la somme des fréquences pour l'ampli IF. Cependant, la présence de produits d'ordre supérieur peut provoquer l'apparition de signaux indésirables de bas niveau dans le récepteur. Ces signaux produisent des pépiements d'oiseaux, connus sous le nom de birdies, qui, malgré leur faible amplitude, peuvent interférer avec les entrées de bas niveau, les signaux de l'antenne ou de l'amplificateur RF. Les FET n'ont pas ce problème, et donc les FET sont le mélangeur préféré dans la plupart des récepteurs., , Birdies, , IC Mixers. Un mélangeur IC typique, le mélangeur NE602, est illustré à la Fig. 9-11(a). Une version améliorée est le mélangeur SA612, qui a à peu près les mêmes caractéristiques. Le NE602/, SA612, également connu sous le nom de cellule de transconductance Gilbert, ou cellule Gilbert, se compose d'un circuit mélangeur doublement équilibré composé de deux amplificateurs différentiels interconnectés. Bien que la plupart des mélangeurs doublement équilibrés soient des dispositifs passifs avec des diodes, comme décrit , plus tôt, le NE602 utilise des transistors bipolaires. Également sur la puce se trouve un transistor NPN qui peut être connecté en tant que circuit oscillateur stable et régulateur de tension continue. L'appareil est logé dans un DIP à 8 broches. Il fonctionne à partir d'une seule tension d'alimentation en courant continu de 4,5 à 8 V. Le circuit peut être utilisé à des fréquences allant jusqu'à 500 MHz, ce qui le rend utile dans les applications HF, VHF et UHF basse fréquence. L'oscillateur, qui fonctionne jusqu'à environ 200 MHz, est connecté en interne à une entrée du mélangeur. Un circuit accordé LC externe ou un cristal est nécessaire pour régler la fréquence de fonctionnement. La figure 9-11 (b) montre les détails du circuit du mélangeur lui-même. Les transistors bipolaires Q1 et Q2 forment un amplificateur différentiel avec la source de courant Q3, et Q4 et Q5 forment un autre amplificateur différentiel avec la source de courant Q6. Notez que les entrées sont connectées en parallèle. Les collecteurs sont interconnectés ; c'est-à-dire que le collecteur de Q1 est connecté au collecteur de Q4 au lieu de Q3, comme ce serait le cas pour une connexion en parallèle, et le collecteur de Q2 est connecté au collecteur de Q3. Cette connexion donne un circuit, qui ressemble à un modulateur équilibré en ce que le signal de l'oscillateur interne et le signal d'entrée sont supprimés, ne laissant que les signaux de somme et de différence dans la sortie. La sortie peut être symétrique ou asymétrique, selon les besoins. Un iltre ou un circuit accordé doit être connecté à la sortie pour sélectionner le signal de somme ou de différence souhaité., Récepteurs de communication, , Mélangeur NE602 (cellule Gilbert), , 301

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Figure 9-11, , Mélangeur CI NE602/SA612. (a) Schéma fonctionnel et brochage. (b) Schéma simplifié., Vue de dessus, Notch, , Volt., reg., , Input A 1, , Local, osc., , Input B 2, , Ground 3, , 8 ⫹V, , 7 Osc. émetteur, , 6 Osc. base, Mixer, , Sortie A 4, , 5 Sortie B, , (a), Oscillateur local, , Osc., base, Osc., émetteur, , V, , Volt., reg., , 6, , 8, , 7, 4, 5, , Q1, , Entrée A, , 1, , Q2, , Q5, , Sortie A, Sortie B, , Q4, , Q3, , 2, , Entrée B, , Q6, , 3, , ( b), , Un circuit typique utilisant le mélangeur CI NE602/SA612 est illustré à la Fig. 9-12. R1 et C1 sont utilisés pour le découplage, et un transformateur résonant T1 couple le signal d'entrée de 72 MHz au mélangeur. Le condensateur C2 résonne avec le secondaire du transformateur à l'entrée, fréquence, et C3 est une dérivation CA reliant la broche 2 à la terre. Les composants externes C4 et L1 forment un circuit accordé qui règle l'oscillateur à 82 MHz. Les condensateurs C5 et C6 forment un diviseur de tension capacitif qui connecte le transistor NPN sur puce en tant que circuit oscillateur Colpitts. Le condensateur C7 est un condensateur de couplage et de blocage en courant alternatif. La sortie est prise sur la broche 4 et connectée à un filtre passe-bande en céramique, qui fournit la sélectivité., , 302, , Chapitre 9

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Figure 9-12, , mélangeur NE602/SA612 utilisé pour la translation de fréquence., ⫹6 V, , R1, From, antenne ou, amplificateur RF, , C1, , T1, , 1, , Volt., reg., , Oscillateur local , circuit accordé, , 8, , Entrée, 2, , 72 MHz, C2, , Local, osc., , 7, , C7, , C3, 3, , L1, C5, , 82 MHz, , C4, , 6, C6, , Inutilisé 4, , Mélangeur, , Sortie, amplificateur 10 MHz vers IF, , 5, R2, , Passe-bande céramique, filtre (10 MHz), , La sortie, dans ce cas le signal de différence, ou 82 2 72 5 10 MHz, apparaît sur R2., Le circuit mélangeur équilibré supprime le signal de l'oscillateur de 82 MHz et le signal de somme de 154 MHz est filtré. Le signal IF de sortie plus toute modulation apparue, l'entrée est transmise aux amplificateurs IF pour une augmentation supplémentaire du gain avant la démodulation., , Image Reject Mixer. Un type spécial de mélangeur est utilisé dans les conceptions dans lesquelles les images ne peuvent pas être tolérées. Tous les récepteurs superhétérodynes souffrent d'images (voir Sec. 9-4), mais, certains plus que d'autres à cause de la fréquence de fonctionnement, de la FI choisie, et de la fréquence du signal brouilleur. Lorsque le choix approprié de la FI et de la sélectivité frontale ne peut pas éliminer les images, un mélangeur de rejet d'image peut être utilisé. Il utilise des mélangeurs de cellules Gilbert dans une configuration, comme celle utilisée dans un générateur SSB de type phasing. Se référant au Chap. 4 et Fig. 4-28, vous pouvez voir comment ce circuit peut être utilisé comme mélangeur. Un modulateur équilibré est également un mélangeur., Avec cette technique, le signal souhaité peut être transmis, mais l'image sera annulée par la technique de mise en phase. De tels circuits sont sensibles à l'ajustement, mais ils se traduisent par des performances d'image supérieures dans les applications critiques. Cette approche est utilisée dans certains récepteurs IC UHF et micro-ondes modernes., , Mélangeur de rejet d'image, , Oscillateurs locaux et synthétiseurs de fréquence, Le signal de l'oscillateur local pour le mélangeur provient d'un oscillateur LC conventionnel tel qu'un circuit Colpitts ou Clapp ou un synthétiseur de fréquence. Les récepteurs les plus simples et accordés en continu utilisent un oscillateur LC. Les récepteurs canalisés utilisent des fréquence, des synthétiseurs., , des oscillateurs LC. Un oscillateur local représentatif pour des fréquences jusqu'à 100 MHz est, , oscillateur LC, , représenté sur la Fig. 9-13. Ce type de circuit, parfois appelé oscillateur à fréquence variable, ou VFO, utilise un JFET Q1 connecté en tant qu'oscillateur Colpitts. La rétroaction est développée par le diviseur de tension, composé de C5 et C6. La fréquence est fixée par le circuit accordé en parallèle composé de L1 en parallèle avec C1, qui est également en parallèle avec la combinaison en série de C2 et C3. L'oscillateur est réglé au centre de sa plage de fonctionnement souhaitée par un réglage grossier du condensateur ajustable C1. Un réglage grossier peut également être réalisé en rendant L1 variable. Un noyau de ferrite à réglage progressif, déplacé à l'intérieur et à l'extérieur de L1, peut définir la plage de fréquences souhaitée. Le réglage principal est réalisé avec un condensateur variable C3, qui est connecté mécaniquement à une sorte de cadran, mécanisme qui a été calibré en fréquence., Récepteurs de communication, , 303

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Figure 9-13, , Un VFO pour le service d'oscillateur local du récepteur., ⫹V, , R1, D1, C7, , R3, , C4, , C8, Q1, , C2, , L1, , C5, , R2, , C1 , , Q2, , C3, , C6, , To mixer, RFC, , Main tuning, , Main tuning peut également être réalisé avec des varactors. Par exemple, C3 sur la Fig. 9-13, peut être remplacé par un varactor, polarisé en inverse pour le faire agir comme un condensateur. Ensuite, un potentiomètre applique une polarisation continue variable pour modifier la capacité et donc la fréquence. La sortie de l'oscillateur est prise à travers le RFC dans le fil de source de Q1 et appliquée à un émetteur suiveur à couplage direct. L'émetteur suiveur tamponne la sortie, isolant l'oscillateur des variations de charge qui peuvent modifier sa fréquence. Le tampon émetteur-suiveur fournit une source à faible impédance à connecter au circuit mélangeur, qui a souvent une faible impédance d'entrée. Si la fréquence change après la syntonisation d'une station souhaitée, ce qui peut se produire en raison d'inluences extérieures telles que des changements de température, de tension et de charge, le signal dérivera et ne sera plus centré dans la bande passante de la FI. ampli. L'une des principales caractéristiques des oscillateurs locaux est leur stabilité, c'est-à-dire leur capacité à résister aux changements de fréquence. L'émetteur suiveur élimine essentiellement les effets des changements de charge. La diode zener reçoit son entrée de l'alimentation, qui est régulée, fournissant un courant continu régulé au circuit et assurant une stabilité maximale de l'alimentation, tension à Q1., La plupart des dérives proviennent des composants du circuit LC eux-mêmes. Même les inducteurs, qui sont relativement stables, ont de légers coefficients de température positifs, et des condensateurs spéciaux, qui changent peu avec la température, sont indispensables. Habituellement, les condensateurs céramiques à coefficient de température négatif (NPO) sont sélectionnés pour compenser le coefficient de température positif de l'inductance. Des condensateurs à diélectrique en mica sont également utilisés., Synthétiseur de fréquence, , Synthétiseurs de fréquence. La plupart des nouvelles conceptions de récepteurs intègrent des synthétiseurs de fréquence pour l'oscillateur local, ce qui offre des avantages importants par rapport aux conceptions VFO simples. Premièrement, étant donné que le synthétiseur est généralement de conception à boucle à verrouillage de phase (PLL), la sortie est verrouillée sur une référence d'oscillateur à cristal, offrant un degré élevé de stabilité. Deuxièmement, le réglage est accompli en modifiant la division de fréquence, facteur dans la PLL, ce qui entraîne des changements de fréquence incrémentiels plutôt que continus. La plupart des communications sont canalisées ; c'est-à-dire que les stations fonctionnent sur des fréquences assignées qui sont séparées par un incrément de fréquence connu, et en réglant la fréquence de pas PLL sur le canal, l'espacement permet à chaque canal du spectre souhaité d'être sélectionné simplement en modifiant le facteur de division de fréquence. Dans certains récepteurs numériques avancés, un synthétiseur DDS est utilisé pour l'oscillateur local et tout le réglage est numérique., , 304, , Chapitre 9

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Les anciens inconvénients des synthétiseurs de fréquence - coût plus élevé et circuit plus complexe, complexité - ont été compensés par la disponibilité de circuits intégrés de synthétiseur PLL à faible coût, qui rendent la conception d'oscillateur local simple et bon marché. La plupart des récepteurs modernes, de la voiture AM / FM, des radios, des chaînes stéréo et des téléviseurs aux récepteurs militaires et aux émetteurs-récepteurs commerciaux, utilisent, synthèse de fréquence., Les synthétiseurs de fréquence utilisés dans les récepteurs sont largement identiques à ceux décrits, au Chap. 8. Cependant, certaines techniques supplémentaires, telles que l'utilisation d'un mélangeur dans la boucle de rétroaction, sont employées. Le circuit de la Fig. 9-14 est une configuration PLL traditionnelle, avec l'ajout d'un mélangeur connecté entre la sortie VFO et le diviseur de fréquence. Un oscillateur de référence à cristal fournit une entrée à un détecteur de phase, qui est comparée à la sortie du diviseur de fréquence. L'accord est réalisé en ajustant le rapport de division de fréquence en modifiant le nombre binaire entré dans le circuit diviseur., Ce nombre binaire peut provenir d'un commutateur, d'un compteur, d'une ROM ou d'un microprocesseur., La sortie du détecteur de phase est filtrée par le filtre de boucle en une tension de commande continue pour faire varier la fréquence de l'oscillateur à fréquence variable, qui génère la sortie inale, qui est appliquée au mélangeur dans le récepteur., Comme indiqué précédemment, l'un des inconvénients de très haute- synthétiseurs PLL de fréquence est que la fréquence de sortie VFO est souvent plus élevée en fréquence que la limite de fonctionnement supérieure des circuits intégrés diviseurs de fréquence à module variable couramment disponibles. Une approche à ce problème consiste à utiliser un prédiviseur pour réduire la fréquence VFO avant qu'elle ne soit appliquée au diviseur à fréquence variable. Une autre consiste à réduire la fréquence de sortie du VFO à une valeur inférieure dans la plage des diviseurs en la convertissant à la baisse avec un mélangeur, comme illustré sur la Fig. 9-14. La sortie VFO est mélangée avec le signal d'un autre oscillateur à cristal, et la fréquence de différence est sélectionnée. Avec certains récepteurs UHF et micro-ondes, il est nécessaire de générer le signal de l'oscillateur local à une fréquence inférieure, puis d'utiliser un multiplicateur de fréquence PLL pour augmenter la fréquence au niveau supérieur souhaité. La position de ce multiplicateur optionnel est indiquée par la ligne pointillée sur la Fig. 9-14. Par exemple, supposons qu'un récepteur doit s'accorder sur 190,04 MHz et que la FI est de 45 MHz. La fréquence de l'oscillateur local peut être inférieure ou supérieure de 45 MHz au signal d'entrée. En utilisant la fréquence inférieure, nous avons 190,04 2 45 5 145,04 MHz. Maintenant, lorsque le signal entrant de 190,04 MHz est mélangé avec le signal de 145,04 MHz à générer par le synthétiseur de la Fig. 9-14, sa FI sera la fréquence de différence de 190,04 2 145,04 5 45 MHz., , Figure 9-14, , BON À SAVOIR, La plupart des récepteurs modernes, y compris les chaînes stéréo, les autoradios et les récepteurs militaires et commerciaux, utilisent la synthèse de fréquence PLL ou DDS., , Un synthétiseur de fréquence utilisé comme oscillateur local de récepteur., Fréquence optionnelle multiplicateur, Fréquence, multiplicateur, , Phase, détecteur, XTAL, référence, oscillateur, XTAL, 3 MHz, , LPF, boucle, , ⫼, 100, 30 kHz, , 30 kHz, Variable, module, diviseur de fréquence, ⫼ 268, , Entrées binaires, de réglage, circuits, , VFO, , Local, oscillateur, signal, au mélangeur, dans le récepteur, , 8,04 MHz, mélangeur, 145,04 MHz, 137 MHz, Fréquence, multiplicateur, ⫻4, , XTAL, oscillateur, , 34,25 MHz, XTAL, , Récepteurs de communication, , 305

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La sortie du VFO de la Fig. 9-14 est de 145,04 MHz. Il est mélangé avec le signal d'un oscillateur à cristal dont la fréquence est de 137 MHz. L'oscillateur à cristal, réglé sur 34,25 MHz, est appliqué à un multiplicateur de fréquence qui multiplie par un facteur de 4. Le signal de 145,04 MHz, provenant du VFO, est mélangé avec le signal de 137 MHz, et les fréquences de somme et de différence sont généré. La différence de fréquence est sélectionnée, pour 145,04 2 137 5 8,04 MHz. Cette fréquence se situe bien dans la plage des diviseurs de fréquence IC à module programmable. Le diviseur de fréquence est réglé pour diviser par un facteur de 268, et ainsi la sortie du diviseur est de 8 040 000/268 5 30 000 Hz ou 30 kHz. Ce signal est appliqué à la phase, détecteur. C'est la même chose que l'autre entrée du détecteur de phase, comme cela devrait être le cas pour une condition verrouillée. L'entrée de référence du détecteur de phase est dérivée d'un oscillateur à cristal de 3 MHz divisé à 30 kHz par un diviseur par 100. Cela signifie que le synthétiseur est incrémenté de 30 kHz. Supposons maintenant que le facteur de division soit modifié de 268 à 269 pour régler le récepteur. Pour s'assurer que la PLL reste verrouillée, la fréquence de sortie du VFO doit changer. Pour atteindre 30 kHz à la sortie du diviseur avec un rapport de 269, l'entrée du diviseur doit être de 269 3 30 kHz 5 8070 kHz 5 8,07 MHz. Ce signal de 8,07 MHz provient du mélangeur, dont les entrées sont le VFO et l'oscillateur à cristal. L'entrée de l'oscillateur à cristal reste, à 137 MHz, donc la fréquence VFO doit être supérieure de 137 MHz à la sortie 8,07 MHz du mélangeur, soit 137 1 8,07 5 145,07 MHz. Il s'agit de la sortie du VFO et de l'oscillateur local du récepteur. Avec une FI fixe de 45 MHz, le récepteur sera maintenant accordé sur la FI plus l'entrée de l'oscillateur local, soit 145,07 1 45 5 190,07 MHz., Notez que le changement du facteur diviseur d'un incrément, de 268 à 269, , modifie la fréquence par incrément de 30 kHz, comme souhaité. L'ajout du mélangeur au circuit n'affecte pas l'incrément, toujours contrôlé par la fréquence, de la fréquence d'entrée de référence., , 9-4 Fréquence intermédiaire et images, , Image, , Le choix de la FI est généralement un compromis de conception. L'objectif premier est d'obtenir une bonne sélectivité. La sélectivité à bande étroite est mieux obtenue à des fréquences plus basses, en particulier lorsque des circuits accordés LC conventionnels sont utilisés. Même les iltres RC actifs peuvent être utilisés lorsque des FI de 500 KHz ou moins sont utilisés. L'utilisation d'un IF faible présente divers avantages de conception. Aux basses fréquences, les circuits sont beaucoup plus stables avec un gain élevé. À des fréquences plus élevées, les configurations de circuit doivent tenir compte des inductances et des capacités parasites, ainsi que du besoin de blindage, si des chemins de rétroaction indésirables doivent être évités. Avec un gain de circuit très élevé, une partie du signal peut être réinjectée en phase et provoquer une oscillation. L'oscillation n'est pas autant un problème à des fréquences plus basses. Cependant, lorsque des FI basses sont sélectionnées, un autre type de problème est rencontré, en particulier si le signal à recevoir est très élevé en fréquence. C'est le problème des images. Une image est un signal RF potentiellement interférant qui est espacé du signal entrant souhaité par une fréquence qui est deux fois la fréquence intermédiaire au-dessus ou en dessous de la fréquence entrante, ou, fi 5 fs 1 2fIF, , BON À SAVOIR, Encombrement de le spectre RF, augmente le risque qu'un signal, sur la fréquence de l'image, provoque des interférences d'image. Pour aider à remédier à cela, des circuits accordés à Q élevé doivent être utilisés avant le mélangeur ou l'amplificateur RF., , 306, , et, , fi 5 fs 2 2fIF, , où fi 5 fréquence d'image, fs 5 fréquence de signal souhaitée , fIF 5 fréquence intermédiaire, Ceci est illustré graphiquement sur la Fig. 9-15. Notez que laquelle des images se produit dépend du fait que la fréquence de l'oscillateur local fo est supérieure ou inférieure à la fréquence du signal., , Relations de fréquence et images, Comme indiqué précédemment, le mélangeur dans un récepteur superhétodyne produit la somme et la différence des fréquences de la signal entrant et le signal de l'oscillateur local. Normalement, la fréquence de différence est sélectionnée comme IF. La fréquence de l'oscillateur local est, Chapitre 9

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Figure 9-15, , Relation entre les fréquences du signal et de l'image., Désiré, signal, Image, , Image, , 2fIF, , 2fIF, , fi ⫽ fs ⫺ 2fIF, , fs, , fi ⫽ fs ⫹ 2fIF, , généralement choisi être plus élevé en fréquence que le signal entrant par la FI. Cependant, la fréquence de l'oscillateur local pourrait également être rendue inférieure à la fréquence du signal entrant, d'une quantité égale à la FI. L'un ou l'autre choix produira la fréquence de différence souhaitée., Pour l'exemple suivant, supposons que la fréquence de l'oscillateur local est supérieure à la fréquence du signal entrant., Maintenant, si un signal d'image apparaît à l'entrée du mélangeur, le mélangeur, de Bien entendu, produire la somme et la différence des fréquences quelles que soient les entrées. Par conséquent, la sortie du mélangeur sera à nouveau la fréquence de différence à la valeur IF. Supposons, par exemple, un signal souhaité, une fréquence de 90 MHz et une fréquence d'oscillateur local de 100 MHz. La FI est la différence, 100 2 90 5 10 MHz. La fréquence image est fi 5 fs 1 2fIF 5 90 1 2(10) 5 90 1, 20 5 110 MHz., Si un signal indésirable, l'image, apparaît à l'entrée du mélangeur, la sortie sera la, différence 110 2 100 5 10 MHz. L'ampli IF le passera. Regardez maintenant la Fig. 9-16, qui montre les relations entre le signal, l'oscillateur local et les fréquences d'image., Le mélangeur produit la différence entre la fréquence de l'oscillateur local et la fréquence du signal souhaitée, ou la différence entre l'oscillateur local fréquence et l'image, fréquence. Dans les deux cas, la FI est de 10 MHz. Cela signifie qu'un signal espacé du signal souhaité de deux fois la FI peut également être capté par le récepteur et converti en FI. Lorsque cela se produit, le signal d'image interfère avec le signal souhaité. Dans le spectre RF encombré d'aujourd'hui, il y a de fortes chances qu'il y ait un signal sur la fréquence de l'image, et les interférences de l'image peuvent même rendre le signal souhaité inintelligible. La conception superhétérodyne doit donc trouver un moyen de résoudre le problème d'image., , Figure 9-16, , BON À SAVOIR, Le bruit est la statique que vous entendez dans le haut-parleur lorsque vous réglez n'importe quel récepteur AM ou FM sur n'importe quelle position , entre les gares. C'est aussi la « neige » ou les « confettis » qui sont visibles sur un écran de télévision. Le bruit n'est pas la même chose que les interférences provenant d'autres signaux d'information., , Signal, oscillateur local et fréquences d'image dans un superhétérodyne., Local, oscillateur, Désiré, signal, , Image, , fIF, , fs, , fIF, , fo, , fi, , Récepteurs de communication, , 307

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Résolution du problème d'image, l'interférence d'image se produit uniquement lorsque le signal d'image est autorisé à apparaître à l'entrée du mélangeur. C'est la raison pour laquelle on utilise des circuits accordés à Q élevé avant le mélangeur, ou un amplificateur RF sélectif. Si la sélectivité de l'amplificateur RF et des circuits accordés est suffisamment bonne, l'image sera rejetée. Dans un récepteur à accord fixe conçu pour une fréquence spéciique, il est possible d'optimiser le frontal du récepteur pour la bonne sélectivité nécessaire à l'élimination des images. Mais de nombreux récepteurs ont des amplificateurs RF à large bande qui permettent à de nombreuses fréquences dans une bande spécifique de passer. D'autres récepteurs doivent être rendus accordables sur une large gamme de fréquences. Dans de tels cas, la sélectivité devient un problème. Supposons, par exemple, qu'un récepteur soit conçu pour capter un signal à 25 MHz. La FI est de 500 kHz ou 0,5 MHz. L'oscillateur local est ajusté à une fréquence juste au-dessus du signal entrant d'une quantité égale à la FI, soit 25 1 0,5 5 25,5 MHz. Lorsque les fréquences locales, d'oscillateur et de signal sont mélangées, la différence est de 0,5 MHz, comme souhaité. La fréquence image est fi 5 fs 1 2fIF 5 25 1 2(0,5) 5 26 MHz. Une fréquence image de 26 MHz causera des interférences au signal désiré à 25 MHz à moins qu'il ne soit rejeté. Les fréquences du signal, de l'oscillateur local et de l'image pour cette situation sont illustrées à la Fig. du circuit résonant peut être calculé comme suit, BW 5 fryQ 5 25y10 5 2,5 MHz. La courbe de réponse de ce circuit accordé est illustrée à la Fig. 9-17. Comme représenté, la bande passante du circuit résonnant est relativement large. La bande passante est centrée sur la fréquence du signal de 25 MHz. La fréquence de coupure supérieure est f2 5 26,25 MHz, la fréquence de coupure inférieure est f1 5 23,75 MHz et la bande passante est BW 5 f2 2 f1 5 26,25 2 23,75 5 2,5 MHz. (Rappelez-vous que la bande passante est mesurée aux points inférieurs de 3 dB sur la courbe de réponse du circuit accordé.), Le fait que la fréquence de coupure supérieure est supérieure à la fréquence d'image, 26 MHz, signifie que la fréquence d'image apparaît dans le bande passante ; il serait donc passé relativement non atténué par le circuit accordé, provoquant des interférences. Il est clair que la mise en cascade de circuits accordés et leur fabrication avec des Qs plus élevés peuvent aider à résoudre le problème. Par exemple, supposons un Q de 20, au lieu de la valeur précédemment donnée de 10. La bande passante à la fréquence centrale de 25 MHz est alors, fsyQ 5 25y20 5 1,25 MHz., La courbe de réponse résultante est indiquée par la ligne plus sombre dans Fig. 9-17. L'image se trouve alors en dehors de la bande passante et est donc atténuée. L'utilisation d'un Q de 20 ne résoudrait pas complètement le problème d'image, mais des Q encore plus élevés réduiraient davantage la bande passante, atténuant encore plus l'image., , Figure 9-17, , Un IF faible par rapport à la fréquence du signal avec une faible Les circuits accordés Q font passer et interférer les images., BW ⫽ 2,5 MHz, BW ⫽ 1,25 MHz, fo, fs, , f1, , fi, , f2, , 0 dB, , ⫺3 dB, Q ⫽ 10, , Q ⫽ 20, , 23,5, , 24, 23,75, , 24,5, , 25, fs, , 25,5, fo, , Fréquence (MHz), , 308, , Chapitre 9, , 26, fi, , 26,5, 26,25

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Des Q plus élevés sont cependant difficiles à obtenir et compliquent souvent la conception des récepteurs qui doivent être accordés sur une large gamme de fréquences. La solution habituelle à ce problème est de choisir un IF plus élevé. Supposons, par exemple, qu'une fréquence intermédiaire de 9 MHz soit choisie (le Q est toujours de 10). Maintenant, la fréquence de l'image est fi 5 25 1 2(9) 5 43 MHz. Un signal à une fréquence de 43 MHz interférerait avec le signal souhaité de 25 MHz s'il était autorisé à passer dans le mélangeur. Mais 43 MHz est bien en dehors de la bande passante du circuit accordé ; la sélectivité Q relativement faible de 10 est suffisante pour rejeter correctement l'image. Bien sûr, le choix de la fréquence intermédiaire plus élevée entraîne certaines difficultés de conception, comme indiqué précédemment. Pour résumer, le FI est rendu aussi élevé que possible pour une élimination efficace du problème d'image, mais suffisamment faible pour éviter les problèmes de conception. Dans la plupart des récepteurs, la FI varie proportionnellement aux fréquences qui doivent être couvertes. Aux basses fréquences, des valeurs basses de IF sont utilisées. Une valeur de 455 kHz est courante pour les récepteurs de bande de diffusion AM et pour d'autres couvrant cette gamme de fréquences générale. Aux fréquences jusqu'à environ 30 MHz, 3385 kHz et 9 MHz sont des fréquences IF courantes. Dans les radios FM qui reçoivent 88 à 108 MHz, 10,7 MHz est une FI standard. Dans les récepteurs de télévision, une IF dans la plage de 40 à 50 MHz est courante. Dans la région des micro-ondes, les récepteurs radar utilisent généralement une IF dans la plage de 60 MHz, et les équipements de communication par satellite utilisent des IF de 70 et 140 MHz., , Récepteurs à double conversion, Une autre façon d'obtenir la sélectivité tout en éliminant le problème d'image est d'utiliser un récepteur superhétérodyne à double conversion. Voir Fig. 9-18. Le récepteur représenté sur la figure utilise deux mélangeurs et oscillateurs locaux, et il a donc deux FI. Le premier mélangeur convertit le signal entrant en une fréquence intermédiaire relativement élevée dans le but d'éliminer les images ; le deuxième mélangeur convertit cette FI en une fréquence beaucoup plus basse, où une bonne sélectivité est plus facile à obtenir. La Fig. 9-18 montre comment les différentes fréquences sont obtenues. Chaque mélangeur produit la différence de fréquence. Le premier oscillateur local est variable et assure l'accord du récepteur. Le deuxième oscillateur local est fixe en fréquence. Puisqu'il n'a besoin de convertir qu'une IF fixe en une IF inférieure, cet oscillateur local n'a pas besoin d'être accordable. Dans la plupart des cas, sa fréquence est fixée par un cristal de quartz. Dans certains récepteurs, le premier mélangeur est piloté par l'oscillateur local à fréquence fixe et l'accord est effectué avec le deuxième oscillateur local. Les récepteurs à double conversion sont relativement courants. La plupart des récepteurs à ondes courtes et de nombreux récepteurs aux fréquences VHF, UHF et micro-ondes utilisent la double conversion. Par exemple, un récepteur CB fonctionnant dans la gamme 27 MHz utilise généralement une première IF de 10,7 MHz et une seconde IF de 455 kHz. Pour certaines applications critiques, des récepteurs à triple conversion sont utilisés pour minimiser davantage le problème d'image, bien que leur utilisation ne soit pas courante. Un récepteur à triple conversion utilise, trois mélangeurs et trois valeurs de fréquence intermédiaire différentes., , Figure 9-18, , BON À SAVOIR, Pour un superhétérodyne à double conversion, si vous avez une entrée, la valeur fs et les deux valeurs de l'oscillateur local fLO1 et fLO2, vous pouvez déterminer quelles sont les deux fréquences intermédiaires (FI). Tout d'abord, déterminez la différence entre l'entrée et le premier oscillateur local : fs 2 fLO1 5 IF1. Maintenant, la valeur IF1 est l'entrée pour le deuxième mélangeur. Pour déterminer la deuxième fréquence intermédiaire, trouver la différence entre la première fréquence intermédiaire et le deuxième oscillateur local :, IF1 2 fLO 2 5 IF2., Récepteur à double conversion, , Un superhétérodyne à double conversion., 100 MHz, , Amplificateur RF, , Premier, mélangeur, , Premier IF, , Deuxième, mélangeur, , Amplificateur IF, Démodulateur, , 455 kHz, , 10,7 MHz, , 11,155 MHz, , 110,7 MHz, Accordable, ou, synthétisé, , Deuxième IF, , Premier, LO, , Original, signal, , Récupéré, modulant, signal, , Second, LO, XTAL, , Récepteurs de communication, , 309

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Exemple 9-1, Un récepteur superhétérodyne doit couvrir la gamme de 220 à 224 MHz. Le premier IF, est de 10,7 MHz ; le second est de 1,5 MHz. Trouvez (a) la plage d'accord de l'oscillateur local, (b) la fréquence du deuxième oscillateur local et (c) la première plage de fréquences de l'image IF. (Supposons une fréquence d'oscillateur local supérieure à l'entrée par l'IF.), un. 220 1 10,7 5 230,7 MHz, 224 1 10,7 5 234,7 MHz, La plage de syntonisation est de 230,7 à 234,7 MHz, b. La fréquence du deuxième oscillateur local est supérieure de 1,5 MHz à celle du premier FI., 10,7 1 1,5 5 12,2 MHz, c. La première plage d'images IF est de 241,4 à 245,4 MHz., 230,7 1 10,7 5 241,4 MHz, 234,7 1 10,7 5 245,4 MHz, , Récepteurs à conversion directe, Conversion directe (DC) ou zéro-IF, Récepteur (ZIF), , Une version spéciale du superhétérodyne est connu sous le nom de récepteur à conversion directe (DC) ou zeroIF (ZIF). Au lieu de traduire le signal entrant vers une autre fréquence intermédiaire (généralement inférieure), les récepteurs cc convertissent le signal entrant directement en bande de base. En d'autres termes, ils effectuent la démodulation du signal dans le cadre de la traduction. La Fig. 9-19 montre l'architecture de base du récepteur ZIF. L'amplificateur à faible bruit (LNA) amplifie le niveau du signal avant le mélangeur. La fréquence de l'oscillateur local (LO), généralement issue d'un synthétiseur de fréquence PLL fLO, est réglée sur la fréquence du signal entrant fs., fLO 5 fs, La somme et la différence des fréquences résultant du mélange sont, fLO 2 fs 5 0, fLO 1 fs 5 2fLO 5 2fs, La différence de fréquence est nulle. Sans modulation, il n'y a pas de sortie. Avec AM, les bandes latérales se mélangent avec le LO pour reproduire le signal de bande de base de modulation d'origine. Dans ce cas, le mélangeur est également le démodulateur. La somme est le double de la fréquence LO qui est supprimée par le filtre passe-bas (LPF)., , Figure 9-19, , Un récepteur à conversion directe (zéro-IF)., , LNA, , Mixer, LPF, , fs, fLO, LO, fLO ⫽ fs, , 310, , Chapitre 9, , Démodulée, sortie en bande de base

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Supposons une porteuse de 21 MHz et un signal de modulation vocale de 300 à 3000 Hz, et AM. Les bandes latérales s'étendent de 20 997 000 à 21 003 000 Hz. Au niveau du récepteur, LO est réglé sur 21 MHz. Le mélangeur produit, 21 000 000 2 20 997 000 5 3000 Hz, 21 003 000 2 21 000 000 5 3000 Hz, 21 000 000 1 21 003 000 5 42 003 000 Hz, 21 000 000 1 20 997 000 5 41 997 000 Hz, Un filtre passe-bas à la sortie du mélangeur dont la fréquence de coupure se règle facilement à 3 kHz iltres, sur les composants de 42 MHz., Le récepteur CC présente plusieurs avantages clés. Tout d'abord, aucun filtre IF séparé n'est nécessaire. Il s'agit généralement d'un filtre en cristal, en céramique ou SAW qui est coûteux et occupe un espace précieux sur la carte de circuit imprimé dans des conceptions compactes. Un filtre RC, LC ou passe-bas actif peu coûteux à la sortie du mélangeur fournit la sélectivité nécessaire. Deuxièmement, aucun circuit détecteur séparé n'est nécessaire, car la démodulation est inhérente à la technique. Troisièmement, dans les émetteurs-récepteurs qui utilisent le semi-duplex et dans lesquels l'émetteur et le récepteur sont sur la même fréquence, un seul oscillateur commandé en tension du synthétiseur de fréquence PLL est nécessaire. Tous ces avantages se traduisent par la simplicité et le moindre coût qui en découle. Quatrièmement, il n'y a pas de problème d'image., Les inconvénients de ce récepteur sont subtils. Dans les conceptions sans amplificateur RF (LNA), le signal LO peut fuir à travers le mélangeur vers l'antenne et rayonner. Un LNA réduit cette probabilité, mais même ainsi, une conception minutieuse est nécessaire pour minimiser le rayonnement. Deuxièmement, un décalage continu indésirable peut se développer dans la sortie. À moins que tous les circuits ne soient parfaitement équilibrés, le décalage CC peut perturber les arrangements de polarisation dans les circuits ultérieurs et provoquer une saturation du circuit, ce qui empêchera l'amplification et d'autres opérations. Enfin, le récepteur ZIF peut être utilisé uniquement avec CW, AM, SSB ou DSB. Il ne peut pas reconnaître les variations de phase ou de fréquence., Pour utiliser ce type de récepteur avec FM, FSK, PM ou PSK, ou toute forme de modulation numérique, deux mélangeurs sont nécessaires avec un arrangement LO en quadrature. Ces conceptions sont utilisées dans la plupart des téléphones portables et autres récepteurs sans fil. La Fig. 9-20 montre un récepteur à conversion directe typique de ceux qui utilisent la modulation numérique. Le signal entrant est envoyé à un filtre SAW qui fournit une certaine sélectivité initiale. Le LNA assure l'amplification. La sortie LNA est envoyée à deux mélangeurs. Le signal local de l'oscillateur (LO), provenant généralement d'un synthétiseur, est envoyé directement au mélangeur supérieur (sin u) et à un déphaseur de 90° qui, à son tour, alimente le mélangeur inférieur (cos u). N'oubliez pas que la fréquence LO est égale à la fréquence du signal entrant. Les mélangeurs fournissent des signaux en bande de base à leurs sorties. Les signaux à double fréquence LO résultant du mélange sont supprimés avec les filtres passe-bas (LPF). Les deux signaux en bande de base sont séparés, en phase de 90°. Le signal supérieur est généralement appelé signal en phase I tandis que, , Figure 9-20, , BON À SAVOIR, Les récepteurs à conversion directe économisent de l'espace sur la carte de circuit imprimé et ne nécessitent pas de circuit démodulateur séparé. Cependant, dans ce circuit, le signal LO peut parfois fuir à travers le mélangeur., , Un récepteur à conversion directe pour FM, FSK, PSK et modulation numérique., Mélangeur, I, ADC, , LPF, LNA, SAW, filtre , , sin ␪, LO, DSP, 90°, cos ␪, Q, LPF, , ADC, , Mixer, , DAC, Récupéré, signal bande de base, , Récepteurs de communication, , 311

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le signal inférieur est appelé signal Q en quadrature. (La quadrature signifie une différence de phase de 90°.) Les signaux I et Q sont ensuite envoyés à des convertisseurs analogique-numérique (ADC), où ils sont convertis en signaux binaires. Les signaux binaires sont ensuite envoyés à un processeur de signal numérique (DSP). Le DSP contient un sous-programme préenregistré qui effectue la démodulation. Cet algorithme nécessite les deux signaux en quadrature afin d'avoir suffisamment de données pour distinguer les changements de phase et de fréquence dans le signal d'origine résultant de la modulation. La sortie du sous-programme de démodulation est transmise à un convertisseur numérique-analogique (DAC) externe où le signal de modulation d'origine est reproduit. Cette architecture de conversion directe I-Q est désormais l'une des architectures de récepteur les plus couramment utilisées dans les téléphones portables et les circuits intégrés de réseau sans fil. Cette conception est utilisée pour atténuer ou éliminer les problèmes de fuite LO et de sortie CC. Le récepteur résultant est toujours un superhétérodyne, mais l'utilisation d'une FI basse offre d'autres avantages tels que des filtres plus simples. Qu'est-ce qu'une FI basse ? Cela dépend de la fréquence de fonctionnement. Les premières conceptions de téléphones portables utilisaient une IF dans la plage de 125 kHz, ce qui permettait d'utiliser de simples filtres RC sur puce. Dans d'autres conceptions, une IF basse peut être dans la plage de 1 ou 2 MHz si la fréquence de fonctionnement est supérieure à 1 GHz., , Radio définie par logiciel, Radio définie par logiciel, , Une radio définie par logiciel (SDR) est un récepteur dans lequel la plupart des fonctions sont exécutées par un processeur de signal numérique. La Fig. 9-21 est un schéma fonctionnel général d'un SDR. Bien qu'un seul mélangeur et ADC soient représentés, gardez à l'esprit que l'architecture I et Q de la Fig. 9-20 est normalement utilisée. Comme dans la plupart des récepteurs, un LNA fournit une amplification initiale et un mélangeur convertit le signal en FI ou en bande de base dans un récepteur CC. Le signal IF ou bande de base est ensuite numérisé par un convertisseur analogique-numérique (A/N). Les mots binaires représentant le signal IF avec sa modulation sont stockés en RAM. Une puce DSP effectue ensuite des opérations supplémentaires de filtrage, de démodulation et de bande de base (décodage vocal, compression-extension, etc.). , cela signifie que la fréquence la plus élevée pouvant être numérisée est inférieure à 150 MHz. C'est pourquoi le SDR doit convertir à la baisse le signal entrant en une IF inférieure à 150 MHz. De plus, le DSP doit être suffisamment rapide pour effectuer, , Figure 9-21, , Une radio définie par logiciel (SDR)., , LNA, , Filtrage, démodulation, etc., , Mélangeur, A/N, convertisseur, , DSP, , Récupéré, signal bande de base, , LO, , 312, , Chapitre 9, , RAM, , ROM, , Données numérisées, stockées ici, , Programme, algorithmes, stockés ici

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les calculs DSP en temps réel. Bien que les puces DSP puissent fonctionner à des fréquences d'horloge allant jusqu'à 1 GHz, le temps nécessaire pour s'exécuter même à ces vitesses limite la FI à une valeur inférieure. Une valeur pratique se situe dans la plage de 40 à 90 MHz, où le convertisseur A/N et le DSP peuvent gérer les tâches informatiques. Une alternative consiste à utiliser un SDR à double conversion. Le premier mélangeur convertit le signal en une FI qui est ensuite transmise au convertisseur A/N, où il numérise les données. La puce DSP est ensuite utilisée pour convertir le signal en une IF encore plus faible. Ce mixage ou down, conversion se fait numériquement. Il est similaire au processus d'aliasing, dans lequel une fréquence de différence inférieure est générée. A partir de là, le DSP effectue les fonctions de filtrage et de démodulation. Aujourd'hui, la plupart des conceptions de récepteurs IC sont similaires à celles illustrées à la Fig. 9-20. Pour certaines conceptions, la fréquence d'échantillonnage ADC critique peut être abaissée à l'aide de techniques de sous-échantillonnage décrites au Chap. 7., Le filtrage, la démodulation et les autres processus sont, bien sûr, définis par des algorithmes mathématiques qui sont à leur tour programmés avec un langage informatique. Les programmes résultants sont stockés dans la ROM DSP., Les techniques SDR sont connues depuis de nombreuses années, mais ce n'est que depuis le début jusqu'au milieu des années 1990 que les circuits convertisseurs A/N et les puces DSP sont devenus assez rapides pour effectuer les opérations souhaitées à fréquences radio. Les SDR ont déjà été largement adoptés dans les récepteurs militaires, les téléphones portables et les stations de base pour téléphones portables. Au fur et à mesure que les prix baissent et que les convertisseurs A/N deviennent encore plus rapides, ces méthodes deviendront encore plus largement utilisées dans d'autres équipements de communication. Les avantages des SDR sont des performances et une flexibilité améliorées. Le filtrage DSP et d'autres processus sont généralement supérieurs aux techniques analogiques équivalentes. De plus, les caractéristiques du récepteur (type de modulation, sélectivité, etc.) peuvent être facilement modifiées en exécutant un programme différent. Les SDR peuvent être modifiés en téléchargeant ou en passant à un nouveau programme de traitement que le DSP peut exécuter. Aucune modification matérielle n'est nécessaire. À mesure que les convertisseurs A/N et les DSP deviennent plus rapides, on s'attend à ce que davantage de fonctions de récepteur soient définies par logiciel. Le SDR ultime est un LNA connecté à une antenne et dont la sortie va directement à un convertisseur A/N rapide. Toutes les opérations de mixage, de filtrage, de démodulation et autres sont effectuées dans le logiciel DSP., , COGNITIVE RADIO, La radio cognitive est le terme décrivant une forme avancée de SDR conçue pour aider à atténuer la pénurie de spectre de fréquences. Alors que la majeure partie du spectre de fréquences utilisable a déjà été attribuée par les divers organismes de réglementation gouvernementaux, à tout moment, une grande partie de ce spectre reste inutilisée, du moins pendant une partie du temps. La question est la suivante : comment ce spectre peut-il être attribué et utilisé plus efficacement ? Un bon exemple est le spectre de fréquence, attribué aux stations de télévision UHF. Ce spectre dans la gamme de 500 à 800 MHz est essentiellement vacant, à l'exception de la station de télévision UHF occasionnelle. Peu de gens regardent la télévision UHF directement par radio., Au lieu de cela, la plupart regardent la télévision par câble, satellite ou Internet, qui peut retransmettre la station de télévision UHF., C'est un énorme gaspillage d'espace de spectre précieux, mais les diffuseurs hésitent à y renoncer. ., Les compagnies de téléphonie cellulaire, qui sont perpétuellement à court de spectre pour les nouveaux abonnés, convoitent cet espace inutilisé mais inaccessible., Une radio cognitive est conçue pour rechercher l'espace de spectre inutilisé puis se reconfigure pour recevoir et transmettre sur des portions inutilisées de le spectre qu'il trouve. De telles radios sont désormais possibles grâce à la disponibilité de synthétiseurs de fréquences très agiles et à large plage, et de techniques DSP. La radio pourrait facilement changer de fréquence ainsi que de modulation/multiplexage, des méthodes à la volée pour établir des communications. Service grand public, militaire et gouvernemental, les radios commencent maintenant à tirer parti de ces techniques. Type. 21 discutera d'un cas particulier de radio cognitive dite radio "espace blanc"., , Communication Receivers, , Cognitive radio, , 313

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9-5 Bruit, Bruit, , Le bruit est un signal électronique qui est un mélange de nombreuses fréquences aléatoires à plusieurs amplitudes qui s'ajoute à un signal radio ou d'information lors de sa transmission d'un endroit à un autre ou lors de son traitement. Le bruit n'est pas la même chose que les interférences provenant d'autres signaux d'information., Lorsque vous allumez un récepteur AM, FM ou à ondes courtes et que vous le réglez sur une certaine position, entre les stations, le sifflement ou la statique que vous entendez dans le haut-parleur est du bruit. Le bruit apparaît également, sur un écran de télévision en noir et blanc sous forme de neige ou sur un écran couleur sous forme de confettis. Si le niveau de bruit est suffisamment élevé et/ou le signal est suffisamment faible, le bruit peut complètement effacer le signal d'origine. Le bruit qui se produit lors de la transmission de données numériques provoque des erreurs sur les bits et peut entraîner la confusion ou la perte d'informations. Le niveau de bruit dans un système est proportionnel à la température et à la bande passante, ainsi qu'à la quantité de courant passant dans un composant, le gain de le circuit et la résistance du circuit. L'augmentation de l'un de ces facteurs augmente le bruit. Par conséquent, un faible bruit est mieux obtenu en utilisant des circuits à faible gain, un faible courant continu, de faibles valeurs de résistance et des bandes passantes étroites. Maintenir la température basse peut également aider., Le bruit est un problème dans les systèmes de communication chaque fois que les signaux reçus sont de très faible amplitude. Lorsque la transmission se fait sur de courtes distances ou à haute puissance, des émetteurs sont utilisés, le bruit n'est généralement pas un problème. Mais dans la plupart des systèmes de communication, les signaux faibles sont normaux et le bruit doit être pris en compte au stade de la conception. C'est dans le récepteur que le bruit est le plus préjudiciable car le récepteur doit, amplifier le signal faible et récupérer l'information de manière fiable., Le bruit peut être externe au récepteur ou provenir du récepteur lui-même. Les deux types se trouvent dans tous les récepteurs et affectent tous deux le SNR., , Rapport signal sur bruit, Rapport signal sur bruit (S/N ), , Le rapport signal sur bruit (S/N), également désigné SNR, indique les forces relatives du signal et du bruit dans un système de communication. Plus le signal est fort et plus le bruit est faible, plus le rapport S/N est élevé. Si le signal est faible et que le bruit est fort, le rapport signal/bruit sera faible et la réception ne sera pas fiable. L'équipement de communication est conçu pour produire le rapport signal/bruit le plus élevé possible. Les signaux peuvent être exprimés en termes de tension ou de puissance. Le rapport S/N est calculé en utilisant les valeurs de tension ou de puissance :, Vs, S, 5, N, Vn, où, , ou, , Ps, S, 5, N, Pn, , Vs 5 tension du signal, Vn 5 tension de bruit, puissance de signal Ps 5, puissance de bruit Pn 5, , Supposons, par exemple, que la tension de signal est de 1,2 µV et que le bruit est de 0,3 µV. Le rapport S/N est de 1,2/0,3 5 4. La plupart des rapports S/N sont exprimés en termes de puissance plutôt que de tension. Par exemple, si la puissance du signal est de 5 µW et la puissance est de 125 nW, le S/N rapport est, 5 3 1026/125 3 1029 5 40., Les valeurs S/N précédentes peuvent être converties en décibels comme suit :, Pour la tension : dB 5 20 log, , S, 5 20 log 4 5 20(0.602) 5 12 dB, N, , S, 5 10 log 40 5 10(1.602) 5 16 dB, N, Cependant, il est exprimé, si le rapport S/N est inférieur à 1, la valeur dB sera négative, et le bruit sera plus fort que le signal., Pour la puissance : dB 5 10 log, , 314, , Chapitre 9

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Bruit externe, le bruit externe provient de sources sur lesquelles nous n'avons que peu ou pas de contrôle, qu'elles soient industrielles, atmosphériques ou spatiales. Quelle que soit sa source, le bruit apparaît comme une tension alternative aléatoire et peut être vu sur un oscilloscope. L'amplitude varie sur une large plage, de même que la fréquence. On peut dire que le bruit contient en général toutes les fréquences, variant, aléatoirement. Ceci est généralement connu sous le nom de bruit blanc., Le bruit atmosphérique et le bruit spatial font partie de la vie et ne peuvent tout simplement pas être éliminés., Certains bruits industriels peuvent être contrôlés à la source, mais comme les sources de ce type de bruit sont si nombreuses, il n'y a aucun moyen de l'éliminer. La clé d'une communication fiable consiste donc simplement à générer des signaux à une puissance suffisamment élevée pour surmonter le bruit externe. Dans certains cas, le blindage des circuits sensibles dans des boîtiers métalliques peut aider à contrôler le bruit., , Bruit externe, , Bruit industriel. Le bruit industriel est produit par des équipements manufacturés, tels que, , Bruit industriel, , systèmes d'allumage automobile, moteurs électriques et générateurs. Tout équipement électrique qui provoque la commutation de hautes tensions ou de courants produit des transitoires qui créent du bruit. Des impulsions de bruit de grande amplitude se produisent chaque fois qu'un moteur ou un autre dispositif inductif est allumé ou éteint. Les transitoires qui en résultent sont extrêmement importants en amplitude et riches en harmoniques aléatoires. Les lampes fluorescentes et autres lampes à gaz sont une autre source courante de bruit industriel., , Bruit atmosphérique, , Bruit atmosphérique. Les perturbations électriques qui se produisent naturellement dans l'atmosphère terrestre sont une autre source de bruit. Le bruit atmosphérique est souvent appelé statique. Le statique provient généralement de la foudre, des décharges électriques qui se produisent entre les nuages ​​ou entre la terre et les nuages. D'énormes charges statiques s'accumulent sur les nuages, et lorsque la différence de potentiel est suffisamment grande, un arc se crée et l'électricité baisse littéralement dans l'air. La foudre ressemble beaucoup aux charges statiques que nous subissons pendant une période de sécheresse en hiver. Les tensions impliquées sont cependant énormes et ces signaux électriques transitoires de puissance mégawatt génèrent une énergie harmonique qui peut parcourir des distances extrêmement longues., Comme le bruit industriel, le bruit atmosphérique se manifeste principalement par des variations d'amplitude, qui s'ajoutent à un signal et interfèrent avec ça. Le bruit atmosphérique a son plus grand impact sur les signaux à des fréquences inférieures à 30 MHz., , Bruit blanc, , Statique, Bruit extraterrestre, , BON À SAVOIR, Un faible bruit est mieux obtenu en utilisant des circuits à faible les valeurs de résistance et les largeurs de bande étroites. Maintenir une température basse peut également aider., , Bruit extraterrestre. Le bruit extraterrestre, solaire et cosmique, provient de sources, dans l'espace. L'une des principales sources de bruit extraterrestre est le soleil, qui émet une large gamme de signaux dans un large spectre de bruit. L'intensité du bruit produit par le soleil varie avec le temps. En fait, le soleil a un cycle de bruit répétable de 11 ans. Pendant le pic du cycle, le soleil produit une quantité impressionnante de bruit qui provoque d'énormes interférences de signal radio et rend de nombreuses fréquences inutilisables pour la communication., Pendant les autres années, le bruit est à un niveau inférieur., Bruit généré par les étoiles à l'extérieur notre système solaire est généralement connu sous le nom de bruit cosmique. Bien que son niveau ne soit pas aussi important que celui du bruit produit par le soleil, à cause des grandes distances entre ces étoiles et la terre, c'est néanmoins une source importante de bruit qu'il faut considérer. Il apparaît principalement dans la plage de 10 MHz à 1,5 GHz, mais provoque les plus grandes perturbations dans la plage de 15 à 150 MHz., , Bruit cosmique, , Bruit interne, Composants électroniques dans un récepteur tels que des résistances, des diodes , et les transistors sont les principales sources de bruit interne. Le bruit interne, bien qu'il soit de faible niveau, est souvent important, suffisant pour interférer avec les signaux faibles. Les principales sources de bruit interne dans un récepteur sont le bruit thermique, le bruit des semi-conducteurs et la distorsion d'intermodulation., Étant donné que les sources de bruit interne sont bien connues, il existe un certain contrôle de conception sur ce type de bruit., Récepteurs de communication, , Interne bruit, , 315

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Bruit thermique, , Bruit blanc (Johnson), , BON À SAVOIR, Bruit blanc ou bruit Johnson, contient toutes les fréquences et amplitudes., , Bruit thermique. La plupart des bruits internes sont causés par un phénomène connu sous le nom d'agitation thermique, le mouvement aléatoire des électrons libres dans un conducteur provoqué par la chaleur. En augmentant, la température fait augmenter ce mouvement atomique. Étant donné que les composants sont des conducteurs, le mouvement des électrons constitue un courant faible qui provoque la production d'une petite tension aux bornes de ce composant. Les électrons traversant un conducteur sous forme de courants faibles rencontrent des obstacles sur leur chemin lorsqu'ils rencontrent les atomes thermiquement agités. La résistance apparente du conducteur fluctue donc, provoquant la tension aléatoire produite thermiquement que nous appelons bruit. Vous pouvez réellement observer ce bruit en connectant simplement une résistance de valeur élevée (mégohm) à un oscilloscope à gain très élevé. Le mouvement des électrons dû à la température ambiante dans la résistance provoque l'apparition d'une tension à travers celle-ci. La variation de tension est, complètement aléatoire et à un niveau très bas. Le bruit développé à travers une résistance est proportionnel à la température à laquelle elle est exposée., L'agitation thermique est souvent appelée bruit blanc ou bruit de Johnson, d'après J. B., Johnson, qui l'a découvert en 1928. Tout comme la lumière blanche contient tous les autres fréquences lumineuses, le bruit blanc contient toutes les fréquences apparaissant au hasard à des amplitudes aléatoires. Un signal de bruit blanc occupe donc, théoriquement au moins, une bande passante infinie. Le bruit filtré ou à bande limitée est appelé bruit rose. Dans une résistance relativement grande à température ambiante ou supérieure, la tension de bruit aux bornes peut atteindre plusieurs microvolts. C'est le même ordre de grandeur ou plus élevé que celui de nombreux signaux RF faibles. Les signaux d'amplitude plus faible seront totalement masqués par ce bruit. Comme le bruit est un signal à très large bande contenant une vaste gamme de fréquences aléatoires, son niveau peut être réduit en limitant la bande passante. Si un signal de bruit est introduit dans un circuit accordé sélectif, de nombreuses fréquences de bruit sont rejetées et le niveau de bruit global diminue. La puissance de bruit est proportionnelle à la bande passante de tout circuit auquel elle est appliquée. Le filtrage peut réduire le niveau de bruit, mais ne l'élimine pas entièrement., La quantité de tension de bruit en circuit ouvert apparaissant à travers une résistance ou l'entrée, l'impédance à un récepteur peut être calculée selon la formule de Johnson, υn 5 14kTBR, , où υn 5, k5, T5, B5, R5, , tension de bruit efficace, constante de Boltzman (1,38 3 10223 J/K), température, K (°C 1 273), bande passante, Hz, résistance, V, , La résistance agit comme générateur de tension avec une résistance interne égale à la valeur de la résistance. Voir Fig. 9-22. Naturellement, si une charge est connectée aux bornes du générateur de résistances, la tension diminuera en raison de l'action du diviseur de tension., , Exemple 9-2, Quelle est la tension de bruit en circuit ouvert aux bornes d'une résistance de 100 kV sur la fréquence, plage de courant continu à 20 kHz à température ambiante (25°C)?, υn 5 14kTBR, , 5 24(1,38 3 10223 )(25 1 273) (20 3 103 ) (100 3 103 ), , υn 5 5,74 µV , , 316, , Chapitre 9

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Exemple 9-3, La bande passante d'un récepteur avec une résistance d'entrée de 75 V est de 6 MHz. La température est de 29°C. Quelle est la tension de bruit thermique d'entrée ?, υn 5 14kTBR, , T 5 29 1 273 5 302 K, , υn 5 24(1,38 3 10223 )(302)(6 3 106 )(75) 5 2,74 µV, , Figure 9 -22, , Une résistance agit comme un petit générateur de tension de bruit., , Chaleur, énergie, , Vn ⫽ 4kTBR, , Rn, , Rn, Vn Circuit ouvert, Bruit, tension, , V, , Vn, , Rn, RL , V, , VR ⫽ Vn, L, , RL, RL⫹ Rn, , Vn, , ÉCHELLES DE TEMPÉRATURE ET CONVERSIONS, Trois échelles de température sont couramment utilisées : l'échelle Fahrenheit, exprimée en degrés, Fahrenheit (8F) ; l'échelle Celsius (anciennement centigrade), exprimée en degrés Celsius (8C) ; et, l'échelle Kelvin, exprimée en kelvins (K). L'échelle Kelvin, qui est utilisée par les scientifiques, est également connue sous le nom d'échelle absolue. À 0 K (2273.158C et 2459.698F), ou zéro absolu, le mouvement moléculaire cesse. Lors du calcul des valeurs de bruit, vous devrez fréquemment effectuer des conversions d'une de ces échelles de température à une autre. Les formules de conversion les plus courantes sont indiquées ici., TC 5 5(TF 2 32)/9, 9TC, 1 32, TF 5, 5, TK 5 TC 1 273, , ou, , TC = TK 2 273, , Récepteurs de communication , , 317

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Étant donné que la tension de bruit est proportionnelle à la valeur de résistance, à la température et à la bande passante, la tension de bruit peut être réduite en réduisant la résistance, la température et la bande passante ou toute combinaison au niveau minimum acceptable pour l'application donnée. Bien entendu, dans de nombreux cas, les valeurs de résistance et de bande passante ne peuvent pas être modifiées. Une chose, cependant, qui est toujours contrôlable dans une certaine mesure est la température. Tout ce qui peut être fait pour refroidir les circuits réduira considérablement le bruit. Les dissipateurs de chaleur, les ventilateurs de refroidissement et une bonne ventilation peuvent aider à réduire le bruit. De nombreux récepteurs à faible bruit pour les signaux micro-ondes faibles, provenant d'engins spatiaux et de radiotélescopes sont surfondus; c'est-à-dire que leur température est réduite à des niveaux très bas (cryogéniques) avec de l'azote liquide ou de l'hélium liquide. Le bruit thermique peut également être calculé comme un niveau de puissance. La formule de Johnson est alors, Pn 5 kTB, où Pn est la puissance de bruit moyenne en watts., Notez que lorsqu'il s'agit de puissance, la valeur de la résistance n'entre pas dans l'équation., , Exemple 9-4, Qu'est-ce que la puissance de bruit moyenne d'un appareil fonctionnant à une température de 90°F avec une bande passante de 30 kHz?, TC 5 5(TF 2 32)y9 5 5(90 2 32)y9 5 5(58)y9 5 290y9 5 32,2°C, TK 5 TC 1 273 5 32,2 1 273 5 305,2 K, Pn 5 (1,38 3 10223 )(305,2)(30 3 103 ) 5 1,26 3 10216 W, , Bruit de semi-conducteur, Bruit de grenaille, , Bruit de semi-conducteur. Les composants électroniques tels que les diodes et les transistors sont les principaux contributeurs de bruit. En plus du bruit thermique, les semi-conducteurs produisent du bruit de grenaille, du bruit, du bruit de temps de transit et du bruit de léchage. Le type de bruit de semi-conducteur le plus courant est le bruit de grenaille. Courant faible dans tout, l'appareil n'est pas direct et linéaire. Les porteurs de courant, électrons ou trous, empruntent parfois des chemins aléatoires de la source à la destination, que la destination soit un élément de sortie, une plaque tubulaire, un collecteur ou un drain dans un transistor. C'est ce mouvement aléatoire qui produit, l'effet de tir. Le bruit de tir est également produit par le mouvement aléatoire d'électrons ou de trous à travers une jonction PN. Même si le courant bas est établi par une polarisation externe, des tensions, un mouvement aléatoire d'électrons ou de trous se produira en raison de discontinuités dans l'appareil. Par exemple, l'interface entre le fil de cuivre et le matériau semi-conducteur forme une discontinuité qui provoque un mouvement aléatoire des porteurs de courant. Le bruit de grenaille est également un bruit blanc en ce qu'il contient toutes les fréquences et amplitudes sur une très large plage. L'amplitude de la tension de bruit est imprévisible, mais elle suit une courbe de distribution gaussienne qui est un tracé de la probabilité que des amplitudes spécifiques se produiront. La quantité de bruit de grenaille est directement proportionnelle à la quantité de courant continu de polarisation dans un appareil. La bande passante de l'appareil ou du circuit est également importante. Le bruit efficace, courant dans un appareil In est calculé avec la formule, In 5 12qIB, , où q 5 charge sur un électron, 1,6 3 10219 C, I 5 courant continu, A, B 5 bande passante, Hz, , 318, , Chapitre 9

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A titre d'exemple, supposons une polarisation en courant continu de 0,1 mA et une bande passante de 12,5 kHz. Le bruit, le courant est, In 5 22(1.6 3 10219 )(0.0001)(12,500) 5 24 3 10219 5 0.632 3 10219 A, , In 5 0.632 nA, Supposons maintenant que le courant passe à travers la jonction émetteur-base de un transistor bipolaire. La résistance dynamique de cette jonction re ¿ peut être calculée avec l'expression, re ¿ 5 0,025/Ie, où Ie est le courant d'émetteur. En supposant un courant d'émetteur de 1 mA, nous avons re ¿ 5 0,025/0,001 5 25 V. La tension de bruit aux bornes de la jonction est trouvée avec la loi d'Ohm : υn 5 I n re ¿ 5 0,623 3 1029 3 25 5 15,8 3 1029 V 5 15,8 nV, Cette quantité de tension peut sembler négligeable, mais gardez à l'esprit que le transistor a un gain et amplifiera donc cette variation, la rendant plus importante en sortie. Shot, le bruit est normalement réduit en maintenant les courants de transistor bas puisque le courant de bruit est proportionnel au courant réel. Ce n'est pas le cas des MOSFET, dans lesquels le bruit de grenaille est relativement constant malgré le niveau de courant. Un autre type de bruit qui se produit dans les transistors est appelé bruit de temps de transit. Le terme temps de transit fait référence au temps qu'il faut à un porteur de courant tel qu'un trou ou un électron pour se déplacer de l'entrée à la sortie. Les appareils eux-mêmes sont très petits, donc les distances impliquées sont minimes, mais le temps nécessaire aux porteurs actuels pour se déplacer, même sur une courte distance, est infini. Aux basses fréquences, ce temps est négligeable ; mais lorsque la fréquence de fonctionnement est élevée et que la période du signal en cours de traitement est du même ordre de grandeur que le temps de transit, des problèmes peuvent survenir. Le bruit de temps de transit apparaît comme une sorte de variation aléatoire des porteuses de courant dans un appareil, se produisant près de la fréquence de coupure supérieure. Le bruit du temps de transit est directement proportionnel à la fréquence de fonctionnement. Étant donné que la plupart des circuits sont conçus pour fonctionner à une fréquence bien inférieure à la limite supérieure du transistor, le bruit de temps de transit est rarement un problème., Un troisième type de bruit de semi-conducteur, le bruit de léchage ou le bruit excessif, se produit également dans les résistances et les conducteurs. Cette perturbation est le résultat d'infimes variations aléatoires de résistance, dans le matériau semi-conducteur. Elle est directement proportionnelle au courant et à la température. Cependant, il est inversement proportionnel à la fréquence, et pour cette raison, il est parfois appelé bruit 1/f. Le bruit de scintillement est le plus élevé aux basses fréquences et n'est donc pas un bruit blanc pur., ​​En raison de la pénurie de composants haute fréquence, le bruit 1/f est également appelé bruit rose., À certaines basses fréquences, le bruit de lécheur commence à dépasser le thermique et bruit de tir. Dans certains transistors, cette fréquence de transition est aussi faible que plusieurs centaines de hertz ; dans d'autres, le bruit peut commencer à augmenter à une fréquence aussi élevée que 100 kHz. Cette information est répertoriée, sur la fiche technique du transistor, comme la meilleure source de données de bruit., La quantité de bruit de léchage présent dans les résistances dépend du type de résistance. La figure 9-23 montre la plage de tensions de bruit produites par les différents types de types de résistances populaires. Les figures supposent une résistance, une température et une bande passante communes. Parce que les résistances à composition de carbone présentent une énorme quantité de bruit de léchage - un ordre de grandeur supérieur à celui des autres types - elles sont évitées dans les amplificateurs à faible bruit et d'autres circuits. Les résistances en carbone et en métal sont bien meilleures, mais les résistances en métal peuvent être plus chères. Les résistances bobinées ont le moins de bruit de léchage, mais sont rarement utilisées, car elles apportent une grande inductance au circuit, ce qui est inacceptable dans les circuits RF., Figure 9-23, , Bruit de temps de transit, , Bruit de scintillement, , Flicker bruit dans les résistances., , TYPE DE RÉSISTANCE, , PLAGE DE TENSION DE BRUIT, µV, , Composition de carbone, Ilm de carbone, Ilm de métal, Bobiné, , 0,1–3,0, 0,05–0,3, 0,02–0,2, 0,01–0,2, , Récepteurs de communication, , 319

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Figure 9-24 Bruit dans un transistor par rapport à la fréquence., , Tension de bruit, , 1, bruit, f, , Temps de transit, bruit, , Thermique et bruit de grenaille, , 10, , 100, , 1k, , 100 k, , 10 k, , 1M, , 10 M 100 M, , f (Hz), , La Fig. 9-24 montre la variation de tension de bruit totale dans un transistor, qui est un composite des différentes sources de bruit. Aux basses fréquences, la tension de bruit est élevée, à cause du bruit 1/f. Aux très hautes fréquences, l'augmentation du bruit est due aux effets du temps de transit près de la fréquence de coupure supérieure de l'appareil. Le bruit est le plus faible dans le milieu de gamme, là où la plupart des appareils fonctionnent. Le bruit dans cette plage est dû aux effets thermiques et de grenaille, le bruit de grenaille contribuant parfois plus que le bruit thermique., Distorsion d'intermodulation, , Distorsion d'intermodulation. La distorsion d'intermodulation résulte de la génération de nouveaux signaux et harmoniques causés par les non-linéarités du circuit. Comme indiqué précédemment, les circuits ne peuvent jamais être parfaitement linéaires, et si les tensions de polarisation sont incorrectes dans un amplificateur, ou s'il est entraîné en écrêtage, il est probable qu'il soit plus non linéaire que prévu., Les non-linéarités produisent des effets de modulation ou hétérodynes. Toutes les fréquences du circuit se mélangent, formant des fréquences de somme et de différence. Lorsque de nombreuses fréquences sont impliquées, ou avec des impulsions ou des ondes rectangulaires, le grand nombre d'harmoniques produit, un nombre encore plus grand de fréquences de somme et de différence. Lorsque deux signaux sont proches de la même fréquence, de nouvelles fréquences de somme et de différence sont générées par une non-linéarité, et ils peuvent apparaître à l'intérieur de la bande passante de l'ampliier. Dans la plupart des cas, ces signaux ne peuvent pas être filtrés. En conséquence, ils deviennent des signaux parasites pour les signaux primaires à amplifier. Ils sont une forme de bruit., Fig. 9-25 illustre cela. Les signaux f1 et f2 apparaissent dans la bande passante d'un ampliier., Toute non-linéarité génère de nouveaux signaux f1 2 f2 et f1 1 f2. De plus, ces nouveaux signaux, Figure 9-25, , Une illustration des produits de distorsion d'intermodulation produits à partir de deux signaux d'entrée f1 et f2 non-linéarités de l'amplificateur., Produits, de troisième ordre, , Fondamentaux, Produits, de second ordre, Puissance, , Troisième ordre, produits, , 320, , Chapitre 9, , 3f2, , 2f2 ⫹ f1, , 3f1, , 2f1 ⫹ f2, , 2f2, , 2f1, , f1 ⫹ f2, , f2, , 2f2 ⫺ f1, , f1 , , 2f1 ⫺ f2, , f2 ⫺ f1, , Fréquence

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commencer à se mélanger avec certaines des harmoniques générées par la non-linéarité (2f1, 2f2, 3f1, 3f2, etc.). Certains de ces nouveaux signaux se produiront dans la bande passante de l'amplificateur. Ces nouveaux signaux qui causent le plus de problèmes sont les produits dits de troisième ordre, en particulier 2f1 6 f2 et 2f2 6 f1. Voir la figure. Les plus susceptibles d'être dans la bande passante de l'ampliier sont 2f1 2 f2 et 2f2 2 f1. Ce sont les produits du troisième ordre. La clé pour minimiser ces produits d'intermodulation étrangers est de maintenir une bonne linéarité grâce à la polarisation et au contrôle du niveau du signal d'entrée. Les produits IMD résultants sont de petite amplitude, mais peuvent être suffisamment importants pour constituer une perturbation qui peut être considérée comme un type de bruit. Ce bruit, qui n'est ni blanc ni rose, est prévisible car les fréquences impliquées dans la génération des produits d'intermodulation sont connues. En raison de la corrélation prévisible entre les fréquences connues et le bruit, la distorsion d'intermodulation est également appelée bruit corrélé. Le bruit corrélé n'est produit que lorsque des signaux sont présents., Les types de bruit discutés précédemment sont parfois appelés bruit non corrélé., Le bruit corrélé se manifeste par des signaux de bas niveau appelés birdies. Il peut être minimisé par une bonne conception., , Bruit corrélé, Bruit non corrélé, , Expression des niveaux de bruit, La qualité du bruit d'un récepteur peut être exprimée en termes de bruit, de facteur de bruit, de température de bruit et de SINAD., , Facteur de bruit et facteur de bruit. Le facteur de bruit est le rapport entre la puissance S/N à, , Facteur de bruit, , l'entrée et la puissance S/N à la sortie. Le dispositif considéré peut être l'ensemble, le récepteur ou un seul étage d'amplification. Le facteur de bruit ou rapport de bruit (NR) est calculé, avec l'expression, , Facteur de bruit (NF), , NR 5, , S/N entrée, S/N sortie, , Lorsque le facteur de bruit est exprimé en décibels, il est appelé la figure de bruit (NF) :, NF 5 10 log NR, , BON A SAVOIR, , dB, , Les amplis et récepteurs ont toujours plus de bruit en sortie qu'en entrée, à cause du bruit interne qui s'ajoute au signal. Et même lorsque le signal est amplifié en cours de route, le bruit généré dans le processus est amplifié avec lui. Le rapport S/N à la sortie sera inférieur au rapport S/N de l'entrée, et donc la figure de bruit sera toujours supérieure à 1. Un récepteur qui n'apporte aucun bruit au signal aurait une figure de bruit de 1, ou 0 dB, ce qui n'est pas réalisable en pratique. Un amplificateur à transistor dans un récepteur de communication a généralement une figure de bruit de plusieurs décibels. Plus la figure de bruit est faible, meilleur est l'ampli ou le récepteur. Des valeurs de bruit inférieures à environ 2 dB sont excellentes., , Lorsque le facteur de bruit est exprimé en décibels, il est appelé facteur de bruit., , Exemple 9-5, Un amplificateur RF a un rapport S/B de 8 à l'entrée et un rapport S/B de 6 à la sortie., Quels sont le facteur de bruit et la figure de bruit ?, NR 5, , 8, 5 1,333, 6, , NF 5 10 log 1,3333 5 10 (0,125) 5 1,25 dB, , Récepteurs de communication, , 321

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Température de bruit, , Température de bruit. La plupart du bruit produit dans un appareil est un bruit thermique, qui est directement proportionnel à la température. Par conséquent, une autre façon d'exprimer le bruit dans un amplificateur ou un récepteur est en termes de température de bruit TN. La température de bruit est exprimée en kelvins. N'oubliez pas que l'échelle de température Kelvin est liée au degré Celsius, échelle par la relation TK 5 TC 1 273. La relation entre la température de bruit et NR est donnée par, TN 5 290(NR 2 1), Par exemple, si le rapport de bruit est de 1,5, la température de bruit équivalente est, TN 5 290(1,5 2 1) 5 290(0,5) 5 145 K. Clairement, si l'ampliier ou le récepteur contribue, , Exemple 9-6, Un récepteur avec une résistance d'entrée de 75 V fonctionne à une température de 31°C. Le signal reçu est à 89 MHz avec une bande passante de 6 MHz. La tension du signal reçu, de 8,3 µV est appliquée à un ampliier avec une figure de bruit de 2,8 dB. Trouvez (a) l'entrée, la puissance du bruit, (b) la puissance du signal d'entrée, (c) S/N, en décibels, (d) le facteur de bruit et, S/N de l'ampliier, et (e) la température du bruit de l'ampliier., a. TC 5 273 1 31 5 304 K, υn 5 14kTBR, , υn 5 24(1,38 3 10223 )(304)(6 3 106 )(75) 5 2,75 µV, Pn 5, , (υn ) 2, (2,75 3 1026 ) 2, 5, 5 0,1 pW, R, 75, , (υs ) 2, (8,3 3 1026 ) 2, 5, 5 0,918 pW, R, 75, Ps, S, 0,918, c., 5, 5, 5 9,18, N, Pn, 0,1, S, dB 5 10 log 5 10 log 9,18, N, S, 5 9,63 dB, N, d. NF 5 10 log NR, b. Ps 5, , NR 5 antilog, , NF, 5 10NF/10, 10, , NF 5 2,8 dB, NR 5 102,8/10 5 100,28 5 1,9, NR 5, , entrée SyN, sortie SyN, , entrée S/N, S, 9.18, sortie 5, 5, 5 4.83, N, NR, 1.9, S, S, (sortie) 5 (amplificateur), N, N, e. AMT 5 290 (NR 2 1) 5 290(1.9 2 1) 5 290 (0.9) 5 261 K, , 322, , Chapitre 9

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pas de bruit, alors NR sera 1, comme indiqué précédemment. En insérant cette valeur dans l'expression ci-dessus, on obtient une température de bruit équivalente de 0 K :, TN 5 290 (1 2 1) 5 290 (0) 5 0 K, Si le rapport de bruit est supérieur à 1, une température de bruit équivalente sera produit., La température de bruit équivalente est la température à laquelle une résistance de valeur égale à, Zo de l'appareil devrait être élevée pour générer le même Vn que celui généré par l'appareil., La température de bruit n'est utilisée que dans les circuits ou les équipements qui fonctionnent aux fréquences VHF, UHF ou micro-ondes. Le facteur de bruit ou la figure de bruit est utilisé à des fréquences plus basses. Un bon transistor ou étage d'amplification à faible bruit a généralement une température de bruit inférieure à 100 K. Plus la température de bruit est basse, meilleur est l'appareil. Souvent, vous verrez, la température de bruit d'un transistor donnée dans la fiche technique., , SINAD. Une autre façon d'exprimer la qualité et la sensibilité de la communication, les récepteurs est SINAD - le signal composite plus le bruit et la distorsion divisés par le bruit et la distorsion apportée par le récepteur. Sous forme symbolique,, SINAD 5, , SINAD, , S 1 N 1 D (signal composite), N 1 D (récepteur), , La distorsion fait référence aux harmoniques présentes dans un signal causées par des non-linéarités., Le rapport SINAD est également utilisé pour exprimer la sensibilité d'un récepteur. Notez que le rapport SINAD ne tente pas de discriminer ou de séparer les signaux de bruit et de distorsion., Pour obtenir le rapport SINAD, un signal RF modulé par un signal audio (généralement de 400 Hz ou 1 kHz) est appliqué à l'entrée d'un ampliier ou d'un récepteur. La sortie composite est alors mesurée, donnant la figure S 1 N 1 D. Ensuite, un filtre à encoche hautement sélectif (rejet de bande) est utilisé pour éliminer le signal audio modulant de la sortie, laissant le bruit et la distorsion, ou N 1 D., Le SINAD est un rapport de puissance, et il est presque toujours exprimé en décibels :, SINAD 5 10 log, , S1N1D, N1D, , dB, , SINAD est la mesure de sensibilité la plus souvent utilisée pour les récepteurs FM utilisés dans les radios bidirectionnelles. Il peut également être utilisé pour les radios AM et SSB. La sensibilité est indiquée comme un niveau de microvolt qui fournira un SINAD de 12 dB. Il a été déterminé que la voix peut être récupérée de manière adéquate et intelligente avec une valeur SINAD de 12 dB. Une sensibilité typique, la note peut être de 0,35 microvolt pour un SINAD de 12 dB., , Le bruit dans la région des micro-ondes, Le bruit est une considération importante à toutes les fréquences de communication, mais il est particulièrement critique dans la région des micro-ondes car le bruit augmente avec la bande passante et affecte les signaux haute fréquence plus que les signaux basse fréquence. Le facteur limitant dans la plupart des systèmes de communication par micro-ondes, tels que les satellites, les radars et l'astronomie radiotélescope, est le bruit interne. Dans certains récepteurs micro-ondes spéciaux, le niveau de bruit est réduit en refroidissant les étages d'entrée du récepteur, comme mentionné précédemment. Cette technique est appelée, fonctionnant dans des conditions cryogéniques, le terme cryogénique se référant à des conditions très froides, approchant le zéro absolu., , Le bruit dans les étapes en cascade, Le bruit a son plus grand effet à l'entrée d'un récepteur simplement parce que c'est le point, qui le niveau du signal est le plus bas. Les performances de bruit d'un récepteur sont invariablement déterminées au tout premier étage du récepteur, généralement un amplificateur ou un mélangeur RF. La conception de ces circuits doit garantir l'utilisation de composants à très faible bruit, en tenant compte des valeurs de courant, de résistance, de bande passante et de gain dans le circuit. Au-delà des premier et deuxième étages, le bruit n'est pratiquement plus un problème., Récepteurs de communication, , 323

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Figure 9-26, , Bruit dans les étages d'amplification en cascade., NR ⫽ 1,6, , NR ⫽ 4, , NR ⫽ 8,5, , Signal d'entrée, Sortie, A1 ⫽ 7, , A2 ⫽ 12, , NR ⫽ 2,12, , Friis ' formule, , A3 ⫽ 10, , NF ⫽ 3,26 dB, , La formule utilisée pour calculer la performance de bruit globale d'un récepteur ou de plusieurs étages d'amplification RF, appelée formule de Friis, est, NR 5 NR1 1, , NR3 2 1, NRn 2 1, NR2 2 1, 1, 1p1, A1, A1A2, A1, A2, p , An21, , où NR 5 rapport de bruit, NR1 5 rapport de bruit de l'entrée ou du premier ampli à recevoir le signal, NR2 5 rapport de bruit du deuxième ampli, rapport de bruit NR3 5 du troisième ampli, etc., gain de puissance A1 5 du premier ampli, gain de puissance A2 5 du deuxième ampli, gain de puissance A3 5 du troisième ampli, etc., BON À SAVOIR , La cryogénie est la science du comportement de la matière à des températures extrêmement basses ou proches du zéro absolu., , Notez que le rapport de bruit est utilisé, plutôt que la figure de bruit, et donc les gains sont donnés, dans les rapports de puissance plutôt que en décibels., À titre d'exemple, considérons le circuit illustré à la Fig. 9-26. Le rapport de bruit global pour la combinaison est calculé comme suit :, NR 5 1,6 1, , 421, 8,5 2 1, 1, 5 1,6 1 0,4286 1 0,0893 5 2,12, 7, (7)(12), , La figure de bruit soit NF 5 10 log NR 5 10 log 2,12 5 10(0,326) 5 3,26 dB, Ce calcul signifie que le premier étage contrôle les performances de bruit pour toute la chaîne d'ampliier. Ceci est vrai même si l'étage 1 a le NR le plus bas, car, après le premier étage, le signal est suffisamment important